文章编号: 0258-8013(2022)21-7955-09 中图分类号: TM46 文献标识码: A
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 万芳燕(1998)，女，硕士研究生，研究方向为电力电子变换器的电磁兼容技术，2293714411@qq.com; |
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LLC变换器以其电路拓扑简单、功率密度高及在全负载范围下都可以实现开关管零电压开关(zero voltage switching，ZVS)等优点，而被广泛地应用在各个领域[1-3]。在高频化和小型化的发展趋势下，变换器的开关频率不断提升，元器件更加紧凑，电磁干扰(electromagnetic interference，EMI)问题日趋严重。滤波器是解决EMI问题最常用的手段[4]，既能抑制差模噪声，又能抑制共模(common mode，CM)噪声，相较于差模噪声，CM噪声传输路径更复杂，往往需要多阶的共模滤波器才可以达到理想的CM噪声抑制效果[5]。如果从CM噪声源或噪声传输路径的角度出发对共模原始噪声进行抑制[6-13]，可以大大减轻滤波器的滤波压力，实现滤波器的小型化。
LLC变换器CM噪声的传输路径可以分为两类：一类不经过变压器，经电路中电位高频跳变节点与大地之间的分布电容流入大地，流经这类路径的CM噪声可通过旁路、构造反相噪声源[7-8]等方式来抑制；另一类经变压器原、副边绕组间的耦合电容并通过副边地对大地的分布电容流入大地，是LLC变换器CM噪声的关键传输路径。变压器的耦合电容受变压器绕组间的结构电容及绕组层的电位分布等因素影响，通过变压器设计可以改变耦合电容，有效地抑制CM噪声[14-16]。常用的方法可以概括为屏蔽法、优化绕组排布法和外加辅助绕组法，本质都是减小流过变压器原、副边绕组之间耦合电容的总位移电流。
屏蔽法是常见的变压器EMI抑制措施。屏蔽法一般是采用一层铜箔绕制在变压器绕组之间，屏蔽层的首尾不能连通，从屏蔽层中间引出连接线与原边母线地相连。接入屏蔽层后，变压器原边CM噪声通过屏蔽层在原边功率回路内流动，有效地屏蔽原边噪声，但同时降低了副边CM噪声通过屏蔽层流经变压器原边的噪声路径阻抗，存在恶化噪声的可能性。屏蔽层抑制法的效果与屏蔽铜箔的宽度和长度相关，文献[17]对屏蔽铜箔进行优化设计，采用部分屏蔽的方法达到最佳的噪声抑制效果，该方法在实践过程中需要反复调试，不仅延长了变压器的制作周期，还可能存在工艺一致性的问题。
优化绕组排布法通过改变变压器绕组排布结构或端口连接方式，改变绕组层上的噪声电位分布，使流经变压器的总CM噪声减小。这种方法的优势是只通过改变绕组排布就可以抑制噪声，不引入屏蔽层或平衡绕组等外加绕组。如文献[18-19]分别对CLLC变换器和LLC变换器中平面变压器的绕组排布方式进行了优化设计，实现了变压器CM噪声抑制。文献[20]对绕线式变压器进行绕组优化实现CM噪声抑制。但优化绕线式绕组排布存在一定的局限性，绕组的调整经常相互制约，对于原、副边存在多个噪声源的变压器，难以起到完全的噪声抵消效果。
在变压器中外加辅助绕组构造出同相或反相CM噪声源实现噪声抵消也是一种常用的CM噪声抑制方法。文献[21]通过外加平衡绕组使变压器中原、副边绕组与副、平衡绕组间的共模位移电流相互抵消；文献[22]将屏蔽法与绕组对消法结合，在反激变压器中采用同轴电缆的结构实现了CM噪声的屏蔽和对消，但由于同轴电缆成本高，且散热能力差，影响了该结构在原、副边均为多层结构的变压器中的应用前景。
半桥LLC变换器CM噪声源包括原边噪声源和两个副边噪声源，且副边两个噪声源反相。在以往的研究中，采用屏蔽法、绕组对消法和优化绕组排布法都取得一定的效果，但是由于LLC变压器为三绕组结构且含有多个CM噪声源，难以在3个绕组间取得完全的屏蔽或平衡，因此以往的研究中，对LLC变换器原始CM噪声的抑制效果有限。本文在上述工作的基础上，提出一种适用于LLC变换器的兼具屏蔽和对消功效的CM噪声抑制方案，该方案设计方法简单、约束因素少，相较于以往提出的CM噪声抑制方案，理论上可以完全消除流经变压器的CM噪声。
本文分析LLC变换器的CM噪声特点及现有的抑制方法，提出屏蔽–对消CM噪声抑制方案，并对其原理和设计准则进行详细介绍，最后基于一台400W的LLC变换器样机进行实验验证，测试并对比无屏蔽、全屏蔽、采用屏蔽–对消绕组3种变压器结构下的CM噪声。实验结果表明，屏蔽–对消技术的CM噪声抑制方法效果最显著，验证了屏蔽–对消技术的有效性。
1 半桥LLC变换器CM噪声模型分析 1.1 CM噪声传输路径准确判断和分析半桥LLC变换器的CM噪声源及CM噪声传输路径，是抑制其CM噪声的基础。图 1为带有线路阻抗稳定网络(line impedance stabilization network，LISN)的半桥LLC变换器CM噪声传输路径图，其中：CQ为开关管与散热片间的分布电容；CPS为CM噪声从变压器原边绕组流向副边绕组的耦合电容；CSP1、CSP2分别为CM噪声从两个副边绕组流向原边绕组的耦合电容；CSE为副边对大地的分布电容。
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图 1 半桥LLC变换器CM噪声传输路径图 Fig. 1 CM noise transmission path of half bridge LLC resonant converter |
电路中随开关通断发生电位跳变的节点，称之为电位动点，反之，则称之为电位静点。电路中常见的电位静点有输入电源的正极、负极和输出的正极、负极。由半桥LLC变换器的工作原理可知，开关半桥中点PA、原边绕组下端点PB、副边同步整流管的漏极SA、SC均为电位动点。利用基波分析法将dVPB/dt的基波幅值与dVPA/dt的基波幅值进行对比，PB点电压纹波引起的CM噪声相对于PA点电压纹波引起的CM噪声影响可忽略[23]，因此，在LLC变换器中PB点可近似视为电位静点。综合以上分析可知，在半桥LLC变换器中，存在3个主要共模干扰源：原边开关管Q2、副边同步整流管SR1、SR2。
CM噪声源产生的噪声传输路径可分为4路，如图 1中虚线所示。第1路CM噪声icm0由原边开关管Q2漏极产生流经CQ通过散热片和原边接地点返回原边开关管，而不会流入LISN；第2路CM噪声icm1由原边开关管Q2漏极产生流经CPS、CSE、大地、LISN，再返回到原边开关管；第3路CM噪声icm2由副边同步整流管SR1漏极产生流经CSP1、LISN、大地和CSE，再回到副边同步整流管SR1；第4路CM噪声icm3由副边同步整流管SR2漏极产生流经CSP2、LISN、大地和CSE，再回到副边同步整流管SR2。
1.2 CM噪声等效电路模型根据图 1的CM噪声传输路径，建立了半桥LLC变换器CM噪声等效模型，如图 2所示。在传导频率测试范围内(150kHz~30MHz)，输入滤波电容Cin和输出电容Co可近似视为短路，0.1μF电容与50Ω电阻串联支路可等效为50Ω电阻[24]。流经L线和N线的共模位移电流大小相等且相位相同，因此LISN可等效为25Ω，用Rchm表示；噪声源Q2、SR1、SR2分别用VPA、VSA、VSC表示。由LLC变换器工作原理可知，VPA与VSA同相，与VSC反相，因此VPA产生的位移电流icm1与VSA产生的位移电流icm2方向相反，与VSC产生的位移电流icm3方向相同，则流经LISN的总位移电流icm为
| $ {i_{{\rm{cm}}}} = {i_{{\rm{cm1}}}} - {i_{{\rm{cm2}}}} + {i_{{\rm{cm3}}}} $ | (1) |
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图 2 半桥LLC变换器CM噪声等效模型 Fig. 2 CM noise equivalent model of half bridge LLC resonant converter |
变压器作为共模传导干扰的主要通道，其传导共模EMI特性是变换器共模特性的关键影响因素。文献[25]提出共模端口有效电容的概念，用于衡量变压器CM噪声抑制能力，共模端口有效电容的大小由原、副边绕组间的电容和绕组上电位分布共同决定。基本电气参数相同的变压器，绕组排布方式不同，绕组上电位分布也会不同，导致变压器的CM噪声抑制能力不同。
半桥LLC变换器变压器绕组端子连接如图 3(a)所示，其CM噪声源VPA与VSA同相，与VSC反相，变压器绕组采用不同的排布结构，相邻的原、副边绕组上CM噪声的电位可能同相或反相，流经变压器原、副边的CM噪声会呈现相互消减或相互叠加两种截然相反的作用效果。
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图 3 半桥LLC变换器变压器结构 Fig. 3 Transformer structure of half bridge LLC resonant converter |
为尽可能减小LLC变压器的共模端口有效电容，安排原边低噪声电位绕组层WPri2与副边绕组层WSec1相邻，LLC变压器示意图如图 3(b)所示，其中：CP1P2为原边绕组层WPri1与WPri2之间的耦合电容；CP2S1为WPri2与WSec1之间的耦合电容；CS1S2为副边绕组层WSec1与WSec2之间的耦合电容；CP1-core、CS2-core分别为WPri1、WSec2与磁芯之间的耦合电容。在EMI传导频率范围内，CP1-core和CS2-core的阻抗远大于磁芯的阻抗，因此两电容相当于串联在WPri1与WSec2之间，串联的等效耦合电容为CPS-core。CPS-core通常远小于原、副边绕组之间的耦合电容，因此在原、副边CM噪声耦合路径分析中忽略磁芯这一耦合路径，影响该变压器的CM噪声的耦合电容主要为CP2S1。
通过优化变压器绕组排布抑制CM噪声可以在不加入附加绕组的情况下改善变压器的传导共模EMI特性，针对平面变压器可以利用PCB绕组的结构优势，实现较好的CM噪声抑制效果。但绕线式结构变压器难以实现原、副边绕组匝与匝之间的交叠式排布，单纯通过优化绕组排布提高变压器的CM噪声抑制能力具有局限性。
2 LLC变压器绕组屏蔽–对消技术 2.1 屏蔽–对消技术的基本思想针对目前变压器CM噪声抑制措施的局限性，本文结合屏蔽法与绕组对消法，提出一种适用于多噪声源、多绕组结构的LLC变压器的新型CM噪声抑制方案。该方案在原、副边绕组层间加入单端连接原边或副边电位静点的屏蔽–对消绕组，新方案理论上可完全阻断原、副边绕组之间的电场耦合，同时屏蔽–对消绕组引入的噪声电位又能与原边或副边绕组的噪声电位相互对消。
下面以图 3(b)结构的LLC变压器为例说明该方案的工作原理。在WPri2与WSec1之间加入一层WSC，设计WSC对消WPri2的噪声电位，则WSC的一端需连接副边的电位静点，另一端悬空(not connected，NC)，如图 4(a)所示。加入WSC后的LLC变压器绕组结构，如图 4(b)所示，其中WSC、WSec1与WSec2均连接至副边电位静点。新方案中WSC需尽可能完全屏蔽副边绕组的电场，在实际应用中可以采用细铜线多股摊平并绕的方式实现。WSC与WSec1之间的位移电流icm2在副边功率回路内流动，WPri1与WPri2之间的位移电流icm5在原边功率回路流动，原副边之间的共模位移电流主要是受WSC与WPri2两绕组层上电位分布的影响。通过对WSC的噪声电位进行设计，可以实现WPri2与WSC之间的位移电流icm1和WSC与WPri2之间的位移电流icm4相互抵消。
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图 4 加入屏蔽–对消绕组的半桥LLC变换器变压器结构 Fig. 4 Transformer structure of half bridge LLC resonant converter with shielding-cancellation winding |
为保证WSC与WPri2两绕组间噪声电位的对消，两绕组连接至电位静点的一端相邻且互为同名端。WSC采用单点连接，不流过功率电流，在变压器中的作用是建立与原边对消的噪声电位，实现反相的位移电流，多股细铜线并绕结构使附加绕组涡流损耗极小，因此增加的WSC对变压器的损耗影响基本可以忽略不计。
通过以上设计使屏蔽–对消绕组层与相邻原边绕组层之间的分布电容上感应出的总电荷量为零，即理想条件下可完全抑制WSC与原边绕组之间的CM噪声。相较于以往的CM噪声屏蔽技术与平衡技术，这个方案既实现了原边噪声的内循环，也实现了副边噪声的内循环，通过屏蔽–对消绕组的设计，还消除了原、副边绕组之间的CM噪声，有更好的CM噪声抑制效果。
2.2 LLC变压器屏蔽–对消技术设计方法根据图 4(a)中加入屏蔽–对消绕组后的CM噪声流通路径可建立图 5的CM噪声等效模型，其中：VWSC为引入的屏蔽–对消绕组构造的与原边噪声源VPA相位相同的噪声源；CP2-wsc、CS1-wsc分别为WPri2、WSec1与WSC之间的耦合电容。可以看出，CM噪声源VSA与VSC产生的共模位移电流在副边功率回路内流动，噪声源VPA与VWSC产生的共模位移电流相位相反，可以相互抵消。
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图 5 加入屏蔽–对消绕组的半桥LLC变换器CM噪声等效模型 Fig. 5 CM noise equivalent model of half bridge LLC resonant converter with shielding cancellation winding |
变压器的漏磁通通常远小于主磁通，并且每匝线圈的交流电阻远小于激磁感抗。忽略漏磁通及交流电阻的影响时，每匝线圈所匝链的磁通相同，因此，可以认为变压器绕组的电位按照绕组的长度呈线性变化[24]。图 6给出WPri2与WSC沿x方向的电位分布图，其中：h为磁芯骨架的高度；WPri1、WPri2、WSC、WSec1与WSec2的匝数分别为NP1、NP2、NSC、NS1与NS2，且NP1、NP2之和为原边总匝数NP。
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图 6 WPri2层、WSC层沿x轴方向电位分布图 Fig. 6 Potential distribution of WPri2 layer and WSC layer along x-axis |
原边绕组WPri2沿x轴方向的电位分布表达式为
| $ {V_{{\rm{P2}}}}(x) = \frac{{{N_{{\rm{P2}}}}{V_{{\rm{PA}}}}}}{{{N_{\rm{P}}}h}}x $ | (2) |
屏蔽–对消绕组WSC沿x轴方向的电位分布表达式为
| $ {V_{{\rm{WSC}}}}(x) = \frac{{{N_{{\rm{SC}}}}{V_{{\rm{PA}}}}}}{{{N_{\rm{P}}}h}}x $ | (3) |
根据式(2)和(3)，原边绕组WPri2在屏蔽–对消绕组WSC上的感应CM噪声电荷量QP2-wsc可表示为
| $ \begin{array}{l} {Q_{{\rm{P2}} - {\rm{wsc}}}} = \int_0^h {\frac{{{C_{\rm{o}}}}}{h}({V_{{\rm{WSC}}}}(x) - {V_{{\rm{P2}}}}(x)){\text{d}}x} = \hfill \\ \quad \quad \frac{{{C_{\rm{o}}}{V_{{\rm{PA}}}}}}{{2{N_{\rm{P}}}}}({N_{{\rm{SC}}}} - {N_{{\rm{P2}}}}) \hfill \end{array} $ | (4) |
式中Co为原、副边相邻绕组层WPri2与WSC之间的结构电容。
若要实现噪声源VPA与VWSC相互完全对消，原边绕组WPri2在WSC上的感应CM噪声电荷量QP2-wsc应当为零，则屏蔽–对消绕组WSC的匝数需要满足以下关系：
| $ {N_{{\rm{SC}}}} = {N_{{\rm{P2}}}} $ | (5) |
为使WSC层绕组平摊密绕满整层窗口高度，以完全屏蔽副边电场的影响，屏蔽–对消绕组的股数k的计算公式如下：
| $ k = \frac{h}{{{N_{{\rm{SC}}}}d}} $ | (6) |
式中d为屏蔽–对消绕组的单股线径，d越小涡流越小，且对变压器窗口的占用越少，综合考虑d取值范围宜为0.1~0.2mm。
在WSC完全屏蔽副边噪声的理想情况下，理论上绕组的匝数只需要满足式(5)即可实现噪声源VPA与VWSC相互完全对消，但是由于绕组匝间空隙、与磁芯间的耦合等影响，在实际设计过程中，噪声对消效果会有偏移。
3 实验验证和讨论为了验证所提出的屏蔽–对消CM噪声抑制方案，本文以一台半桥LLC变换器为实验测试对象。该变换器主要电气参数：输入电压Vin = 384V；额定输出电压Vo = 24V；满载输出功率400W；开关频率为72~88kHz；谐振频率为72kHz。变压器的原始绕组结构如图 3(b)所示，变压器窗口高度h = 13mm，变压器的主要参数如表 1所示，变压器原边绕组的激磁电感Lm为640μH，外挂谐振电感Lr为65μH。
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表 1 变压器的规格 Table 1 Parameters of transformer |
变压器绕组排布方式不同，CM噪声抑制能力不同。首先测试并对比3种不同变压器绕组结构对CM噪声的抑制能力。3种不同变压器绕组结构图如图 7所示，其中变压器T1、T2、T3相邻的原、副边绕组层分别为WPri1与WSec1、WPri2与WSec2、WPri2与WSec1。实验测试平台如图 8所示，采用EN55015标准，EMI接收机、LISN和电流钳分别采用科环世纪公司生产的KH3939、KH3763和KH23101。图 9为额定输出情况下，采用3种变压器结构下的共模传导噪声对比结果。对比结果显示，变压器T3在整个传导干扰频段抑制LLC变换器CM噪声的效果最明显，比T1结构的变压器CM噪声减小约5dBμA，比T2结构的变压器CM噪声减小约2dBμA，但由于变压器绕组排布的噪声抑制原理限制，CM噪声的幅值仍处于较高的水平。
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图 7 3种变压器绕组排布结构示意图 Fig. 7 Schematic diagram of winding arrangement Structure of three transformers |
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图 8 实验环境及传导噪声测试仪器 Fig. 8 Experimental environment and conducted noise testing instrument |
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图 9 3种变压器结构下的CM噪声测试频谱 Fig. 9 Common mode noise test spectrum under three transformer structures |
在变压器T3绕组结构的基础上，采用屏蔽–对消技术进一步抑制流经变压器的CM噪声。屏蔽–对消绕组的电位对消对象可以选择原边绕组或副边绕组，为了降低屏蔽–对消绕组的工艺难度，选择与线径较小的绕组侧的噪声电位构成对消。已知副边绕组的线径大于原边绕组的线径，因此，构造屏蔽–对消绕组与原边绕组的噪声电位相互对消，加入屏蔽–对消绕组后的变压器结构参照图 4(b)。屏蔽–对消绕组选择线径为0.1mm的漆包线，根据式(5)计算出NSC为12匝，由式(6)计算出屏蔽–对消绕组采用10.8股并绕的方式绕制，取屏蔽–对消绕组为11股并绕，各绕组层之间均有两层绝缘胶带。理想情况下，WPri2侧的感应电荷量取决于WPri2各匝绕组的电位及结构电容，考虑到匝间空隙存在空间电场泄露，造成原边到副边的位移电荷量可能略大于理论计算值，NSC的实际最优匝数在12匝附近，实验时对变压器屏蔽–对消绕组的匝数与股数进行微调，分别取12~15匝进行对比分析。
为评估变压器的CM噪声抑制能力，可采用S参数测量法，利用网络分析仪测量S21参数即插入损耗[26]。S21参数越小，变压器的CM噪声抑制能力越强。图 10(a)为进行S21曲线测量的变压器样机实物图，其中Port1和Port2为SMA(small a type)射频同轴连接器，用于连接变压器测试端子和网络分析仪。
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图 10 变压器样机和加入屏蔽–对消绕组前后的变压器共模S21曲线 Fig. 10 Transformer prototype and S21 curve of transfor- mer before and after adding shielding cancellation winding |
分别测量12~15匝屏蔽–对消绕组的S21曲线，观察4种不同匝数时屏蔽对消效果。图 10(b)为屏蔽–对消绕组分别为12、13、14、15匝与变压器T3结构的插入损耗S21曲线对比图，通过对比可知，在传导频段内，加入12匝屏蔽–对消绕组后的变压器共模抑制效果相较于变压器T3结构大约有10dB的改善。但由于绕线式绕组匝间空隙存在电场泄露，理论计算结果12匝并不是最优的屏蔽–对消绕组的匝数。在150kHz~2MHz频段范围内，屏蔽–对消绕组为14匝时，变压器的插入损耗(即S21)最小，当屏蔽–对消绕组的匝数比14匝小1匝或者大1匝时，变压器的插入损耗反而上升约3dB。因此14匝为按照屏蔽–对消绕组设计微调后的实际最优匝数，此时变压器的共模EMI特性最优。
为验证屏蔽–对消技术的CM噪声抑制效果，对不同的变压器抑制方案在LLC变换器中的CM噪声频谱进行了测试和对比。实验对屏蔽–对消绕组方案、变压器全屏蔽方案和优化绕组排布方案进行了对比。在变压器T4和T5的WPri2、WSec1之间分别加入厚度为0.1mm的全屏蔽铜箔和14匝的屏蔽–对消绕组，变压器结构如图 11所示。基于图 8实验测试平台测量得到额定输出情况下采用3种不同变压器结构的CM噪声测试频谱，如图 12所示。通过对比可知，3种变压器结构中采用屏蔽–对消技术的变压器T5 CM噪声抑制效果最佳，相较于绕组排布结构优化后的变压器T3，CM噪声在200kHz~ 6MHz范围内下降了约20dBμA，6~10MHz范围内下降了约10dBμA；相较于加入全屏蔽铜箔的变压器结构，CM噪声在200kHz~10MHz范围内下降了约10dBμA。高频(频率大于10MHz)情况下由于变压器各层绕组的电位分布不再满足简单的线性关系[6]，CM噪声抑制效果变差。实验结果显示，屏蔽–对消绕组具有明显的CM噪声抑制效果，验证了本文所提出的屏蔽–对消绕组CM噪声抑制方案的有效性。
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图 11 两种不同CM噪声抑制方案的变压器绕组结构 Fig. 11 Transformer winding structure with two different common mode noise suppression schemes |
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图 12 3种不同变压器结构的CM噪声测试频谱 Fig. 12 Common mode noise test spectrum of three different transformer structures |
变压器内部是一个集交变电场、磁场的复杂综合体，在变压器原、副边之间引入的屏蔽–对消绕组，采用单端连接电位静点不流过功率电流，且采用多股细线平摊绕制相比，采用铜箔绕制减小了涡流损耗，因此屏蔽–对消绕组带来的额外损耗很小。为了验证屏蔽–对消绕组对效率的影响，利用有限元仿真软件对在变压器中加入线径0.1mm屏蔽–对消绕组情况下的变压器绕组损耗进行分析。仿真结果显示，满载输出时，引入屏蔽–对消绕组的变压器绕组损耗由1.81W增加到1.99W，变换器转换效率下降0.045%。在实际测量中，对变换器效率进行测量，采用屏蔽–对消绕组变压器后，变换器效率没有明显变化，也验证了仿真分析结果。因此，针对变压器绕组所提出的屏蔽–对消技术可在保证LLC变换器转换效率的前提下有效地改善变换器的传导共模EMI特性。
4 结论本文通过分析LLC变换器CM噪声源及CM噪声传导路径的特点，建立了LLC变换器的CM噪声等效电路模型，在此基础上提出一种抑制效果显著的屏蔽–对消CM噪声抑制方案，得到以下结论：
1）半桥LLC变换器拓扑中，原边开关管和副边同步整流管是主要的CM噪声源，变压器是CM噪声的主要传输路径；原边CM噪声与副边的一路CM噪声可以相互抵消，与另一路副边CM噪声相互叠加。
2）提出一种新的屏蔽–对消绕组方案抑制CM噪声，新方案一方面可以理论上完全屏蔽副边的噪声电场；另一方面构建与原边绕组对应的噪声电位，产生与原边噪声相反的噪声电流，实现原边CM噪声的抵消。
3）构建的屏蔽–对消绕组采用单点连接，不流通功率电流，也不改变变压器激磁电感，因此不会影响变换器的工作状态；选用细线多股平摊绕制既减小了绕组的涡流损耗，又使对变压器窗口的占用率尽可能小，使引入的屏蔽–对消绕组带来的额外损耗几乎可以忽略，不影响变换器的转换效率。
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