0 引言

作为中大功率电力电子领域主流的功率开关器件,硅IGBT已成为最重要的功率半导体器件之一。传统的IGBT反向不能导通,在实际应用中,需要额外配备一个反并联的快恢复二极管,增加了系统的成本和体积。逆导型绝缘栅双极型晶体管（RC-IGBT）,是将IGBT和二极管结构集成在同一个芯片上,具有尺寸小、功率密度高^[1-2]、成本低、可靠性高等诸多优点。在电网系统中,高压器件需大量并联使用以满足大功率应用的需求,与普通IGBT相比,RC-IGBT在并联使用中具有更好的输出特性和传递特性,同时简化制造工艺。加上有很大的市场需求,使得RC-IGBT成为国际上各大厂商和科研人员研究的焦点。

RC-IGBT最早提出于1988年^[3],2000年以后开始形成产品,2010年后渐趋于成熟。其中,英飞凌（Infineon）是最早推出产品的公司之一,先后于2003年^[4]、2007年前后^[5-6]和2010年之后^[7]陆续推出3代产品。飞兆半导体（Fairchild）于2010年和2013年^[8-9]推出2代产品。这些产品都主要应用于中低压家电领域（额定电压600~1 600 V）。在高压领域,自2008年以来,ABB公司陆续发表了1.7 kV、3.3 kV、4.5 kV和6.5 kV大电流模块^[10-11]的研发成果。此外,三菱^[12-14]、富士电机^[15-17]等公司也报道了RC-IGBT的相关研究。

对于逆导型绝缘栅双极型晶体管的名称,不同公司和文献有不同的命名,如短路阳极IGBT(SA-IGBT)^[8]、分区集电极IGBT（SC-IGBT）、双向模式绝缘栅晶体管（BIGT）^[18]等。虽然名称各异,但其基本结构和原理相同。本文统称为逆导型IGBT（简写为RC-IGBT）。

RC-IGBT在电网系统尤其是智能电网中应用越来越广泛,例如光伏逆变器、充电桩逆变器、FACTS装置、柔性直流换流阀^[19]以及电能质量治理装置等。本文将从回跳问题的解决、背面掺杂优化、二极管性能优化、性能优势分析等几个方面回顾RC-IGBT的技术发展,更多侧重适用于电网的高压器件。

1 RC-IGBT的基本结构和工作原理

如何集成一个反并联二极管是设计RC-IGBT的关键,其基本思路是在普通IGBT的背面P型集电区中间断地引入一些N⁺短路区,如图1所示。这样的结构同时拥有正向反向导通能力。正向导电时,在栅压驱动下,IGBT发射极N⁺区通过沟道向N漂移区注入电子,背面P型集电区向上注入空穴,形成一个从下到上的导电通路。反向导电时,内集成二极管开始工作,正面的P阱作为二极管阳极向N漂移区注入空穴,背面的N⁺短路区作为阴极注入电子,此时背面P型集电区处于无源状态,不直接影响二极管的导通性能。

RC-IGBT一方面节省了芯片面积,另一方面减少了封装和测试费用,从而大幅降低了器件制造成本。此外,它还具有低损耗、良好的安全工作区(SOA)特性、正温度系数以及良好的软关断特性、短路特性和功率循环特性。

目前已形成产品的RC-IGBT分两种,一种是分布式二极管RC-IGBT,另一种是集总式二极管RC-IGBT^[20]。前者（见图1）是将背面的N⁺短路区均匀的分布到整个芯片,而后者则是将二极管区背面N⁺图形以局部大面积的形式分布在有源区内,且对应的正面区域内无有效MOS沟道,起作用的只有作为二极管阳极的P区或P阱区。图2给出了该结构的示意图,其中右侧的虚线方框图是芯片的背面图形。文献[21]也提出过将二极管区分布在有源区边缘呈环状的方案。

集总式二极管RC-IGBT实际是设置了若干个独立的二极管区,仅与IGBT区共用耐压终端,因此芯片面积利用率较低。但由于可以单独对二极管区进行（局域）寿命控制和阳极注入效率控制,因而更容易在不影响IGBT的性能的同时优化二极管

图1 RC-IGBT结构 Fig.1 Structure of RC-IGBT

图2 集总式二极管RC-IGBT结构 Fig.2 Structure of RC-IGBT with lumped diode

特性。而在分布式二极管RC-IGBT中,二极管和IGBT不仅共用耐压终端,而且共用所有的正面P阱区,因而能够更加充分地利用芯片面积,提高功率密度。但在二极管性能优化方面,需要有更多的考虑。以下综述的内容主要针对分布式二极管RC-IGBT进行。

2 回跳问题的解决

RC-IGBT正向导通时,小电流下,器件中只有电子参与导电,IGBT处于单极导电模式（此时类似于功率MOS）,如图3(a)所示。当电流增大并到达某一临界值时,电子在N缓冲层内横向流动形成的自偏压效应使P型集电区处的背PN结充分正偏,P型集电区就会向漂移区中注入空穴,与原来漂移区中的电子产生电导调制效应,此时IGBT进入双极导电模式,如图3(b)所示。由于RC-IGBT在导通过程中存在两个导电模式间的转换过程,导致了电压的突变,在输出特性曲线上就会出现一个负阻区,此即回跳现象,如图4所示^[12],图中横坐标为集电极电压U_ce,纵坐标为集电极电流I_c。在多芯片并联使用时,这一效应会带来动态电流分配不均的问题。

图3 回跳现象的原理 Fig.3 Theory of snapback

图4 RC-IGBT正向导通曲线 Fig.4 Forward conduction curve of RC-IGBT

为了解决回跳问题,人们提出了多种方案,主要包括横向推进、阻断电子电流、强化集电极短路电阻、降低漂移区电阻等,试图减弱甚至消除回跳现象。其中,横向推进方案的具体实现方式就是引入“引导IGBT区”（Pilot IGBT）^[18]来横向促进器件进入全面性的双极导通。由于结构和工艺简单且兼容性好,现已普遍用于实际的产品生产中,而其它方案只是报道了仿真结果,但其中的思路仍然具有启发意义。

2.1 引导IGBT区

如图5所示^[22],在背面均匀交替分布的N⁺短路区/P型集电区图案中,插入一个或一些面积较大的P型集电区（图5(b)中的空白区域）,这就构成了引导IGBT区^[18,23]。由于引导IGBT区中不存在N⁺短路区,初始电子流形成的自偏压效应非常显著,因而该区域将最先进入双极导通模式并产生钳位效应;随着电流的增大,双极导通区内电子流的横向分量也随之增大,就会不断触发周围IGBT区的双极导通。在输出特性上,这表现为转折电压显著降

图5 分布式二极管RC-IGBT结构 Fig.5 Structure of RC-IGBT with distributed diode

图6 不同电流密度RC-IGBT的空穴分布 Fig.6 Hole distribution in RC-IGBT with different current densities

低,即回跳现象会大大减弱,几近消除。RC-IGBT导通过程中不同电流下的空穴密度分布^[22,24]如图6所示,可以看出,随电流从图6(a)到图6(h)依次增大,双极导通范围迅速扩大至整个芯片面积。

引导IGBT区有十字型和方型等不同形状,其大小和排列方式有不同的设计方案^[25]。有的方案是将面积较小、数量较多的引导区均匀分布在芯片的背面;另外的方案则是将引导区面积扩大,取很少的数量甚至是单个,并将其放置于芯片中央^[11]。背面N⁺短路区设计也有不同的形状和分布,例如,方点型或圆点型呈放射状或正交型分布等^[24],以确保IGBT开通时双极电流从引导区到芯片其余位置的快速平稳过渡。

集总式二极管RC-IGBT的N⁺短路区外围均为P区,相当于很大面积的引导IGBT区,与分布式二极管RC-IGBT相比,更有利于减弱输出特性的回跳。

2.2 阻断电子电流

这一方案是在RC-IGBT背面N⁺短路区的上方增加一个P型层以阻挡正向导电时流经短路区的单极电子流,从而强制器件在导通初期就通过背P区的注入进入双极导电模式。依据上述原理,提出了图7所示的带有逆导晶闸管的IGBT结构^[26],它在P型集电区和N⁺柱状短路区的上方加了一薄层P^-区,试图阻止正向导电时的电子流以消除回跳。但该P^-层的加入,导致此结构在反向导电时是通过一个反并联晶闸管而不是二极管导电,为使该晶闸管能够在低压下即被触发,就要求P^-层必须薄且掺杂低（易穿通）,这反过来就削弱了它在正向导电时对电子流的阻挡作用,使得回跳现象不能彻底消除。

图8所示的是一种双栅极RC-IGBT （AG-RC-IGBT）结构^[27],它实际是一种特殊的双向IGBT,其中反向IGBT（用来代替反并联二极管,其MOS结构位于背面）的栅极是一种自控栅,在器件反向导电时会自动获得驱动栅压开启其下方的沟道,而正向导电时则自动关断沟道。当器件正向工作时,由于电子没有导通路径,因而会直接进入双极模式,形成无回跳输出特性。但此结构存在反向IGBT通态压降会比二极管偏大的弱点,可利用反向IGBT自身存在的晶闸管来解决这一问题,但又会带来正向微弱和反向较强的回跳现象,所以该思路仍需进一步完善。

隧道型RC-IGBT^[28]背面无图形,为大面积掺杂。其中,背P区做成重掺杂P⁺⁺层,并且在它与N型缓冲层之间引入一薄层重掺杂N⁺⁺型隧穿层。这样的结构正向导电时不存在单极模式,因而无回跳。而反向导电时则在很低电压下就将背面的P⁺⁺/N⁺⁺结隧道击穿,为P阱/N漂移区结的导通提供通路。

图7 RC-IGBT新结构 Fig.7 Structure of the new RC-IGBT

该结构的最大优点是电流均匀有利于提高器件工作的稳定性和可靠性。

2.3 强化集电极短路电阻

如图9所示的结隔离RC-IGBT设计^[29]中,N⁺集电极被浮空的P区部分包围,形成了电子阻挡层,只留下微米级的短路出口且直连高阻漂移区,增大了集电极短路电阻,使背PN结更易正偏,减小了转折电压,从而抑制了回跳现象。同时,短路电阻的增加可大大减小背面单元的重复步距,提高N⁺集电极的密度,可弥补短路开口面积小对二极管导电带来的影响。

2.4 降低漂移区电阻

如果漂移区电阻足够小,RC-IGBT在正向导电

图8 AG-RC-IGBT结构 Fig.8 Structure of AG-RC-IGBT

图9 结隔离RC-IGBT结构 Fig.9 Structure of junction isolation RC-IGBT

时即便发生单极导电,通态压降也不会显著增大,这样就抑制了回跳的转折电压。这可以借助超结结构来实现。对于漂移区较厚的高压IGBT则可采用半超结结构^[30],即漂移区集电极侧与普通RC-IGBT相同,而发射极侧采用交替的N柱和P柱结构。图10显示,横坐标为导通压降,纵坐标为阳极电流,在总漂移区厚度不变的情况下,超结区厚度（图中的超结厚度Y_mid）越大,回跳现象越弱。

3 背面掺杂优化

除了解决回跳问题,还需考虑其他方面的优化设计。由于背面出现了N⁺短路区,所以RC-IGBT的背面注入效率降低。如果其P型集电区和N缓冲层保持普通IGBT的掺杂浓度,会对通态压降造成较大影响。而且,N型缓冲层的电阻率决定了背面PN结因自偏压效应而开启的难易程度。因此,需要对P型集电区和N型缓冲层的掺杂重新进行优化。文献[31]对两种不同的N缓冲层掺杂分布做了考察分析。其中,埋层N缓冲层FS2（见图11,横坐标为离子注入深度,纵坐标为掺杂浓度）的优点在于在调节背发射极注入效率时,可以独立地调整背P区和N缓冲层的掺杂剂量（因二者相互补偿的效应较弱）。

优化结果表明,在硬开关条件下,与具有普通的FS1缓冲层的RC-IGBT相比,具有FS2缓冲层的RC-IGBT关断速度更快,关断损耗降低约15%;同时,虽然开通电流上升速度变慢,但是抑制了峰值电流且没有恶化开通损耗。

4 二极管性能优化

背面集电区的版图设计决定了RC-IGBT二极管的面积利用率。但为了提高器件的性能,还需要进一步优化二极管模式下的反向恢复损耗,同时避免对IGBT模式的通态损耗产生影响。已报道的研究主要有3种方案,如下所示。

4.1 工艺优化

文献[32-33]提出了降低二极管反向恢复损耗的3种措施,如图5(a)所示：1）精细控制P阱的掺杂分布和集电区P⁺和N⁺区的掺杂分布,同时P阱处无P⁺阱设计,并且P阱周边包围一层N型层（用于增强IGBT导通时的过剩载流子）,这些都有利于获得较低的二极管阳极注入效率,在降低二极管开关损耗的同时保持IGBT的低通态损耗。2）采用局

图10 不同超结厚度对应的导通特性 Fig.10 Conduction characteristics corresponding to different SJ junction thickness

图11 不同掺杂的N型缓冲层 Fig.11 Different doping in N buffer layer

域P阱寿命控制技术(LPL)^[34-35],利用自对准和合理射程的粒子辐照,降低二极管反向恢复损耗,同时不影响IGBT阻断特性、漏电流和损耗折中。3）通过在N^-漂移区中使用横向均匀的质子辐照来实现反向恢复损耗的进一步降低。由于这一工艺降低了IGBT和二极管模式中的过剩载流子浓度,导致通态损耗有所增加,因此要质子辐照剂量^[18]控制在较低水平以实现最优的二极管损耗,并且尽量减弱对IGBT通态损耗的不利影响。

4.2 用特定栅压控制优化二极管的载流子分布

用特定栅压波形控制二极管工作时内部载流子的分布^[18,36],是同时改善二极管正向压降和反向恢复特性的方法,如图12所示,二极管电压U_F,二极管电流I_F,栅极电压U_ge。首先,在RC-IGBT二极管导通期间的大部分时段内,栅压应低于阈值电压,使过剩载流子在器件中充分积累以确保低通态压降,如图13(a)所示。随后,在二极管即将被关断（另一桥臂IGBT开通）之前的短时间内,加上一个高于阈值的正栅压,可使部分过剩电子通过沟

图12 MOS栅控下内集成二极管的关断波形 Fig.12 Turn-off waveforms of the internal diode under MOS gate control

道从发射极被抽走,降低二极管阳极侧的载流子浓度,如图13(b)所示。

这样,二极管在关断时,其反向恢复峰值电流I_rr和反向恢复电荷量Q_rr会减到最小,从而降低反向恢复损耗。由于电路工作模式的要求,在反向恢复马上开始前撤除栅压,就不会对IGBT工作模式造成影响。在桥式电路中,二极管反向恢复特性的改善,也有利于另一个桥臂上RC-IGBT开通损耗的降低。实测表明,该方法可以将二极管反向恢复损耗和相应IGBT的开通损耗同时降低10%~ 20%^[36]。这种栅控模式,为进一步弱化4.1节中所述的局域寿命控制提供了可能。显然,这一方法只适用于分布式二极管RC-IGBT,在集总式二极管RC-IGBT中无法实现。

4.3 二极管阳极引导区和N源区的优化

虽然特定栅压控制可提高二极管性能,但是在很多应用场合,这种栅控信号的改动仍然比较困难。因此,需要探讨反向二极管在简单栅控模式下（二极管导电时面临的通常是正栅压）的性能折中。在高压器件中,由于其漂移区浓度低、厚度大,为降低IGBT的通态压降,需要增强漂移区的电导调制,一般通过增加结构中的PiN分量,限制PNP分量,即降低P阱密度来实现^[37]。但削弱P阱对反并联的二极管有不利影响,会增大其正向导通压降U_F,同时在正栅压下形成的沟道电子流会进一步降低阳极注入效率（即沟道短路效应）,使情况恶化。因此,需要在二极管阳极侧（P阱侧）引入P型阳极引导区^[38-41]来降低U_F,如图14所示。该结构既可用于平面栅（图14(a)）,也可用于槽栅（图14(b)）。为了降低正栅压对二极管性能的影响,文献[38-39]所提出的改善方案包括：1）增大二极管阳极引导区和

图13 RC-IGBT中的过剩载流子分布 Fig.13 Plasma profile of a RC-IGBT device

图14 两种新结构 Fig.14 Two new structures

阴极N⁺区的掺杂以提高注入效率;2）优化P阱中N⁺源区,图15是MOS元胞的顶视和截面图,显示了N⁺源区的新型结构。这种设计能够适当减少沟道宽度,既减弱了沟道短路效应,又不会对IGBT模式造成太大影响;3）减薄漂移区厚度。因为RC-IGBT在IGBT模式和二极管模式开关工作时呈现软关断特性（参见5.1节）,故允许漂移区厚度可以减少大约7%,从而能进一步降低损耗。例如,6 500 V/600 A的高压模块二极管模式下的导通压降U_F在125 ℃ 0 V和15 V栅压下分别是4 V和6 V,而经过改善方案后的6 500 V/1 000 A的高压模块二极管模式下的U_F在150 ℃ 0 V和15 V栅压下分别是2.5 V和3.3 V^[39]。

图15 MOS元胞顶视和截面图 Fig.15 Top and cross-section views of MOS cell

5 性能优势分析

在实现IGBT和反并联二极管单片集成这一基本功能的同时,RC-IGBT中无论是IGBT还是二极管仍能获得更多的性能优势。对这些潜在优势进行探究和分析,也是RC-IGBT技术发展的重要组成部分。

5.1 关断软度

RC-IGBT在IGBT工作模式下表现出软关断特性,小电流下尤甚^[18,36]。主要原因是小电流下引导IGBT区承担的电流密度比普通IGBT的更大,过剩载流子偏多,因此出现了电流拖尾,关断特性较软。

图16给出了大电流和小电流下RC-IGBT和普通IGBT（3 300 V）关断特性曲线,其中,横坐标为时间,纵坐标分别为集电极电压U_ce、集电极电流I_c、栅极电压U_ge。小电流下,普通IGBT表现出很高的di/dt,电流很快下降引起了电压过冲。而RC-IGBT则具有更高的dU_ce/dt和更低的过冲电压,关断时有一个拖尾电流^[42]。大电流下,因为耗尽层扩展到缓冲层,电场穿通了漂移区,普通IGBT表现出更高的di/dt和过冲电压,二者都发生了动态雪崩,但起始点不同。

5.2 短路坚固性

IGBT在短路过程中所发生的烧毁,主要是一种电流敏感型失效模式。增强背面的空穴注入避免这种类型的烧毁,强化了缓冲层附近的电荷补偿效应,抑制了背面电场尖峰。RC-IGBT由于背面N⁺短路区的存在,为实现与普通IGBT相同的注入效率、通态压降和关断损耗,其背P区掺杂浓度需要做得比普通IGBT更高,这就形成了更强的背面电

图16 普通IGBT和RC-IGBT在IGBT模式下关断特性比较 Fig.16 Comparison of the turn-off characteristics between RC-IGBT in IGBT mode and conventional IGBT

荷补偿效应,因而可以获得更大的短路安全工作区（SCSOA）^[36]。

图17显示了3 300 V/50 A的RC-IGBT和普通IGBT在25 ℃下的短路测试曲线,其中,横坐标为短路开关时间,左纵坐标为集电极电流,右纵坐标为集电极电压。可以看出,在18 V栅压下,二者短路电流相近,但普通IGBT在900 V下就已经烧毁,而RC-IGBT却能成功通过1 800 V的短路测试,并且还经历了更快的开通过程和更大的电流过冲。该芯片最终通过了栅压高达19.5 V条件下的短路测试。这一特征为器件各方面的设计折中提供了更多的余地和灵活性,能使RC-IGBT的整体性能获得更多的改善。

5.3 二极管浪涌能力

在对两个并联的RC-IGBT芯片的测试中,器件在二极管模式下表现出比普通二极管更强的抗浪涌电流能力^[43]。测试中,发送100个间隔为10 ms的脉冲。如图18所示,横坐标为内集成二极管承受浪涌电流的时间,左纵坐标为导通压降,右纵坐标为二极管中的浪涌电流,RC-IGBT中的二极管在125 ℃下的最大峰值电流可高达1.6 kA。折算成大

图17 3 300 V RC-IGBT与普通IGBT短路特性比较 Fig.17 Comparison of the short current characteristics between 3 300 V RC-IGBT and conventional IGBT

模块的情形,其浪涌能力相当于相同尺寸标准模块（IGBT和二极管芯片是分开的）的两倍。其根本原因是RC-IGBT中集成二极管的有效面积获得了大幅度增加。

5.4 温度特性

5.4.1 温度对静态特性的影响

RC-IGBT在IGBT和二极管模式下的通态压降均具有正温度系数,即便在低电流密度下也能安全并联^[10,18]。同时,RC-IGBT中的集成二极管的热阻比分立的二极管芯片低,这对其热电稳定性有利。此外,在高温下,由于载流子迁移率降低,缓冲层和N⁺短路区的电阻升高,P型集电区上方的横向压降将增加,而且背PN结的正偏电压在高温下也变小。因此,RC-IGBT从单极到双极模式的转变在较低电流密度下就能发生,这有利于减弱回跳。

5.4.2 温度对关断行为的影响

如图19所示,其中,横坐标为时间,纵坐标分别为集电极电压U_ce、集电极电流I_c、栅极电压U_ge。随着温度的升高电流分布更加均匀,小电流下RC-IGBT关断时的dU_ce/dt随温度的升高明显降低,但总是比普通IGBT的性能好^[42]。另一方面,由于在反向恢复过程中,背P区具有FCE效应,二极管在小电流和低温（-40 ºC）条件下关断时仍可表现出良好的软度^[32]。

5.4.3 温度对漏电流的影响

RC-IGBT的N⁺短路区的存在对降低漏电流是有利的,这是因为RC-IGBT中N⁺短路区在IGBT阻断状态下为电子提供了一条直接通路,使背P区

图18 3.3 kV并联两RC-IGBT的浪涌电流和电压波形图 Fig.18 3.3 kV RC-IGBT surge current and voltage waveforms for two chips in parallel

图19 小电流下RC-IGBT和普通IGBT关断特性比较 Fig.19 Comparison of the turn-off characteristics between RC-IGBT and conventional IGBT in low current

基本不发生空穴注入,在很大程度上减弱了双极性增益对漏电流的影响^[36]。所以漏电流被压低,并且随温度升高的速率降低。理论上,当P型集电极区上方有较大的漏电流横向经过时,会使背PN结正偏发生空穴注入,但实测表明,只要把引导区占集电极区面积的比例控制在20%以下^[44],这一效应就不明显。

6 结论

1）回顾了RC-IGBT的技术发展过程以及其在高压领域的应用情况,简单介绍了RC-IGBT的基本结构和工作原理。

2）分析回跳问题并提出4种解决方案,其中只有引入“引导IGBT区”的方案以投入芯片生产中。然后阐述了背面设置埋层N缓冲层的RC-IGBT更有利于降低开关损耗、内集成二极管性能在工艺和结构上的优化以及RC-IGBT具有比普通IGBT更好的关断软度、短路坚固性、二极管浪涌能力和温度特性等方面的性能优势。

3）由于RC-IGBT比同等级分立的二极管和IGBT在功率密度和性能上更有优势,所以无论是在中低压领域的汽车电子、消费类应用,还是在高压领域的机车牵引、高压输电和工业级应用中,都具有很好的应用前景。

参考文献

[1] 周飞,赵成勇,徐延明,等. 考虑热学特征的高压IGBT模块暂态模型[J]. 高电压技术,2016,42(7):2215-2223. ZHOU Fei, ZHAO Chengyong, XU Yanming, et al.High voltage IGBT module transient model when considering thermal properties[J]. High Voltage Engineering, 2016, 42(7): 2215-2223.

[2] 梅云辉,冯晶晶,王晓敏,等. 采用纳米银焊膏烧结互连技术的中高压IGBT模块及其性能表征[J]. 高电压技术,2017,43(10):3307-3312. MEI Yunhui, FENG Jingjing, WANG Xiaomin, et al.Medium and high voltage IGBT module using nanosilver paste sintering technology and its performance characterization[J]. High Voltage Engineering, 2017, 43(10): 3307-3312.

[3] AKIYAMA H.A collector shorted type insulated gate bipolar transistor[C]∥Proceedings of PCIM. Tokyo, Japan: PCIM, 1988: 142-151.

[4] GRIEBL E, LORENZ L, PURSCHEL M.LightMOS a new power semiconductor concept dedicated for lamp ballast application[C]∥38th IAS Annual Meeting on Conference Record of the Industry Applications Conferences. Salt Lake City, USA: [s.n.], 2003: 768-772.

[5] VOSS S, HELLMUND O, FRANK W.New IGBT concepts for consumer power applications[C]∥IEEE Industry Applications Annual Meeting. LA, USA: IEEE, 2007: 1038-1043.

[6] RUTHING H, HILLE F, NIEDERNOSTHEIDE F J, et al.600 V reverse conducting (RC-)IGBT for drives applications in ultra-thin wafer technology[C]// Proceedings of the 19th International Symposium on Power Semiconductor Devices & ICs. Jeju, Korea: [s.n.], 2007: 89-92.

[7] SONNTAG M.Infineon introduces innovative power switching devices for energy efficient home appliances: 600 V IGBT RC-drives family addresses variable speed motor system design[R]. Munich, Germany: Infineon Technologies, 2010.

[8] YEON J E, PARK M Y, CHO K M, et al.Field stop shorted anode trench IGBT for induction heating appliances[C]∥Conference on IEEE Industrial Electronics Society. [S.l.]: IEEE, 2012: 422-426.

[9] YEON J.Introduction of new generation field-stop shorted anode IGBT[R]. Nasdaq, USA: On Semiconductor, 2014.

[10] RAHIMO M, SCHLAPBACH U, KOPTA A, et al.A high current 3 300 V module employing reverse conducting IGBTs setting a new benchmark in output power capability[C]∥Proceedings of the 20th International Symposium on Power Semiconductor Devices & ICs. Oralando, USA: [s.n.], 2008: 68-71.

[11] DAS S, PAUKERT J, WIESNER S, et al.Review[J]. ABB Group Technical Publications, 2013, 13(2): 19-23.

[12] TAKAHASHI H, YAMAMOTO A, AONO S, et al.1 200 V reverse conducting IGBT[C]∥Proceedings of 2004 International Symposium on Power Semiconductor Devices & ICs. Kitakyushu, Japan: [s.n.], 2004: 133-136.

[13] SATOH K, IWAGAMI T, HONSBERG M, et al.New 3 A/600 V DIP-IPM with reverse conducting IGBT[J]. Power Electronics, 2007, 41(8): 104-106.

[14] MINATO T, AONO S, URYU K, et al.Making a bridge from SJ-MOSFET to IGBT via RC-IGBT structure concept for 600 V class SJ-RC-IGBT in a single chip solution[C]∥Proceedings of the 24th International Symposium on Power Semiconductor Devices & ICs. Bruges, Belgium: [s.n.], 2012: 137-140.

[15] TAKAHASHI Y, YOSHIKAWA K, SOUTOME M, et al.2.5 kV-1 000 A power pack IGBT (high power flat-packaged RC-IGBT)[C]∥International Symposium on Power Semiconductor Devices & ICs. [S.l.]: IEEE, 1996: 299-302.

[16] SEKI Y, TAKAHASHI Y, KOGA T, et al.Advanced power pack IGBT: 2.5 kV/1.8 kA RC-IGBT with highly reliable and ruggedness flat package[C]∥Power Electronics and Variable Speed Drives. [S.l.]: IEEE, 1998: 258-262.

[17] FUJII T, YOSHIKAWA K, KOGA T, et al.4.5 kV-2 000 A power pack IGBT (ultra high power flat-packaged PT type RC-IGBT)[C]∥Proceedings of 2000 International Symposium on Power Semiconductor Devices & ICs. Toulouse, France: [s.n.], 2000: 33-36.

[18] RAHIMO M, KOPTA A, SCHLAPBACH U, et al.The bi-mode insulated gate transistor (BIGT) a potential technology for higher power applications[C]// International Symposium on Power Semiconductor Devices & ICs. [S.l.]: IEEE, 2009: 283-286.

[19] 徐政,刘高任,张哲任. 柔性直流输电网的故障保护原理研究[J]. 高电压技术,2017,43(1):1-8. XU Zheng, LIU Gaoren, ZHANG Zheren.Research on fault protection principle of DC grids[J]. High Voltage Engineering, 2017, 43(1): 1-8.

[20] Infineon Technologies.IGC04R60DE trenchstop RC-series for hard switching applications[R]. Munich, Germany: Infineon, 2013.

[21] CHEN W Z, LI Z H, LIU Y, et al.A snapback suppressed reverse-conducting IGBT with built-in diode by utilizing edge termination[J]. Superlattices and Microstructures, 2014, 70(4): 109-116.

[22] WIGGER D, ECKEL H G.Influence of the charge distribution on the electrical behavior of the BIGT[C]// PCIM Europe 2014. Nuremberg, Germany: [s.n.], 2014: 857-864.

[23] 张文亮,田晓丽,谈景飞,等. 逆导型IGBT发展概述[J]. 半导体技术,2012,37(11):836-841. ZHANG Wenliang, TIAN Xiaoli, TAN Jingfei, et al.Review of reverse conducting IGBT development[J]. Semiconductor Technology, 2012, 37(11): 836-841.

[24] STORASTA L, KOPTA A, RAHIMO M.A comparison of charge dynamics in the reverse-conducting RC IGBT and bi-mode insulated gate transistor BiGT[C]∥Proceedings of the 22nd International Symposium on Power Semiconductor Devices & ICs. Hiroshima, Japan: [s.n.], 2010: 391-394.

[25] RAHIMO M, BELLINI M, KOPTA A, et al.The radial layout design concept for the bi-mode insulated gate transistor[C]∥Proceedings of the 23rd International Symposium on Power Semiconductor Devices & ICs. San Diego, USA: [s.n.], 2011: 56-59.

[26] WESLEY C W H, FLORIN U, HSIN Y H, et al. Reverse-conducting insulated gate bipolar transistor with an anti-parallel thyristor[C]∥Proceedings of the 22nd International Symposium on Power Semiconductor Devices & ICs. Hiroshima, Japan: [s.n.], 2010: 149-152.

[27] ZHU L H, CHEN X B.An investigation of a novel snapback-free reverse-conducting IGBT and with dual gates[J]. IEEE Transactions on Electron Devices, 2012, 59(11): 3048-3053.

[28] JIANG H P, WEI J, ZHANG B, et al.Band-to-band tunneling injection insulated-gate bipolar transistor with a soft reverse-recovery built-in diode[J]. IEEE Electron Device Letters, 2012, 33(12): 1684-1686.

[29] JIANG H P, ZHANG B, CHEN W, et al.Low turnoff loss reverse-conducting IGBT with double N-P-N electron extraction paths[J]. Electronics Letters, 2012, 48(8): 457-458.

[30] ANTONIOU M, UDREA F, BAUER F, et al.A new way to alleviate the RC IGBT snapback phenomenon: the super-junction solution[C]∥Proceedings of the 22nd International Symposium on Power Semiconductor Devices & ICs. Hiroshima, Japan: [s.n.], 2010: 153-156.

[31] VOSS S, NIEDERNOSTHEIDE F J, SCHULZE H J.Anode design variation in 1 200 V trench field-stop reverse-conducting IGBTs[C]∥Proceedings of the 20th International Symposium on Power Semiconductor Devices & IC's. Oralando, USA: [s.n.], 2008: 169-172.

[32] STORASTA L, RAHIMO M, CORVASCE C, et al.Resolving design trade-offs with the BIGT concept[C]∥PCIM Europe 2014. Nuremberg, Germany: [s.n.], 2014: 354-361.

[33] KOPTA A, RAHIMO M, SCHNELL R.et al.The next generation 3 300 V BIGT HiPak modules with current ratings exceeding 2 000 A[C]∥PCIM Europe 2010. Nuremberg, Germany: [s.n.], 2010: 1-7.

[34] STORASTA L, RAHIMO M, HAFNER J, et al.Optimized power semiconductors for the power electronics based HVDC breaker application[C]∥PCIM Europe 2015. [S.l.]: [s.n.], 2015.

[35] 王银顺,李潇潇,张鑫. 基于临界短路比的VSC-HVDC接入弱交流系统的运行特性[J]. 高电压技术,2017,43(4):1106-1113. WANG Yinshun, LI Xiaoxiao, ZHANG Xin.Operation character istics of VSC-HVDC links connected to weak ac systems based on critical SCR[J]. High Voltage Engineering, 2017, 43(4): 1106-1113.

[36] PAPADOPOULOS C, STORASTA L, GALLO M L, et al.BIGT control optimisation for overall loss reduction[C]∥15th European Conference on Power Electronics and Applications (EPE). [S.l.]: [s.n.], 2013.

[37] LINDER S.Power Semiconductor[M]. Switzerland: EPFL Press, 2006: 223-245.

[38] RAHIMO M, PAPADOPOULOS C, CORVASCE C, et al.An advanced bi-mode insulated gate transistor BIGT with low diode conduction losses under a positive gate bias[C]∥Proceedings of the 29th International Symposium on Power Semiconductor Devices & ICs. Sapporo, Japan: [s.n.], 2017: 483-486.

[39] RAHIMO M, PAPADOPOULOS C, CORVASCE C, et al.An optimized plug-in BIGT with no requirements for gate control adaptations[C]∥PCIM Europe 2017. Nuremberg, Germany: [s.n.], 2017: 323-328.

[40] RAHIMO M, ANDENNA M, STORASTA L, et al.Demonstration of an enhanced trench bi-mode insulated gate transistor ET-IGBT[C]∥Proceedings of the 28th International Symposium on Power Semiconductor Devices & ICs. Prague, Czech Republic: [s.n.], 2016: 151-154.

[41] PAPADOPOULOS C, RAHIMO M, CORVASCE C, et al.The next generation high power modules with enhanced-trench BIGT technology[C]∥PCIM Europe 2017. Nuremberg, Germany: [s.n.], 2017: 335-339.

[42] WIGGER D, ECKEL H G, WEISS D.Impact of the inhomogeneous current distribution on the turn-off behavior of BIGT[R]. Rostock, Germany: Institute of Electrical Power Engineering, 2013.

[43] RAHIMO M, SCHLAPBACH U, SCHNELL R, et al.Realization of higher output power capability with the bi-mode insulated gate transistor (BIGT)[C]∥European Conference on Power Electronics and Applications. [S.l.]: [s.n.], 2009: 1-10.

[44] STORASTA L, MATTHIAS S, KOPTA A, et al.Bipolar transistor gain influence on the high temperature thermal stability of HV-BiGTs[C]∥Proceedings of the 24th International Symposium on Power Semiconductor Devices and ICs. Bruges, Belgium: [s.n.], 2012: 157-160.