薛宇石(通信作者)1993—,男,硕士生,要研究方向为电力系统储能技术E-mail: suiningxys1@163.com
0 引言
随着能源互联网的快速发展,大规模储能技术已成为我国可再生能源发电利用的关键支撑技术,电池储能具有模块化、响应快、商业化程度高的特点,已成优先发展方向之一[1-3]。随着电池储能系统规模的扩大,储能变流器(PCS)并联台数逐渐增加,在并网条件下,由于电网线路阻抗的存在,多台PCS之间会产生耦合,影响储能系统的稳定性[4-5]。
储能PCS一般由逆变器和LCL滤波器构成,关于LCL型逆变器的并联稳定性已有文献做了相关研究。文献[6]建立了不同激励源与并网电流之间的传递函数,提出谐振尖峰会随着并联台数的增加逐渐向低频侧移动。文献[7]利用叠加原理推导LCL逆变器并联运行并网电流,提出当所有逆变器的结构及参考功率相同时,多台并联运行可以简化为网侧阻抗增大并联台数倍数时单台运行的情形,文献[8]在此基础上,用阻抗交截法[9]判定多台逆变器并联运行的稳定性,但是对于储能系统来说,每台PCS输出功率往往不相同,该简化模型不能适用。文献[10]建立了包含电流控制、电压前馈和脉宽调制谐波特性的多逆变器并联系统小信号模型,分析了电网阻抗存在情况下多LCL逆变器并联系统的基本谐振特性,文献[11]在小信号模型的基础上,研究了控制与载波非同步时多逆变器并联运行的情况,提出多逆变器相对于单逆变器谐振主要是由于逆变器控制和载波的非同步造成的。文献[12]通过诺顿等效电路将每台LCL逆变器等效为电流源与输出阻抗并联的结构,利用伯德图分析并联台数增加对系统稳定性的影响,文献[13]在多逆变器并联诺顿等效电路的基础上分析了多逆变器并联系统与电网的谐波交互,但是并没有对逆变器稳定性进行分析。文献[14-15]研究了电网阻抗对大规模光伏电站稳定性的影响,在假定所有光伏逆变器参数和参考功率均相同的情况下,利用根轨迹法分析了准比例谐振(PR)控制策略下LCL逆变器并联台数和稳定性的关系,但是并未考虑控制器参数对稳定性的影响以及逆变器输出功率不同的情况。
PI控制具备简单、可靠、有效等优点,在实际应用中最为常用[16],但是关于PI控制下LCL逆变器并联稳定性分析的相关研究不多。本文对PI控制策略下储能并网PCS多机并联稳定性进行研究,首先提出了
1 单台PCS解耦控制策略
储能PCS由逆变器与LCL滤波器构成,若不考虑电感与电容的寄生电阻及并网阻抗,其并网运行拓扑如
\({{U}_{\text{abc}}}={{L}_{1}}\frac{\text{d}{{I}_{\text{Cabc}}}}{\text{d}t}+(L{}_{1}+{{L}_{2}})\frac{\text{d}{{I}_{\text{abc}}}}{\text{d}t}+{{E}_{\text{abc}}}\) (1)
式中:
\(\left\{ \begin{align} & {{U}_{d}}=({{L}_{1}}+{{L}_{2}})\frac{\text{d}{{I}_{d}}}{\text{d}t}+{{L}_{1}}\frac{\text{d}{{I}_{\text{C}d}}}{\text{d}t}+\omega ({{L}_{1}}+{{L}_{2}}){{I}_{q}}+ \\ & \ \ \ \ \ \ \ \omega {{L}_{1}}{{I}_{\text{C}q}}+{{E}_{d}} \\ & {{U}_{q}}=({{L}_{1}}+{{L}_{2}})\frac{\text{d}{{I}_{q}}}{\text{d}t}+{{L}_{1}}\frac{\text{d}{{I}_{\text{C}q}}}{\text{d}t}-\omega ({{L}_{1}}+{{L}_{2}}){{I}_{d}}- \\ & \ \ \ \ \ \ \ \omega {{L}_{1}}{{I}_{\text{C}d}}+{{E}_{q}} \\ \end{align} \right.\) (2)
式中:${{U}_{d}}$与${{U}_{q}}$为逆变器输出电压的
由
\(\frac{{{I}_{\text{out}}}}{{{U}_{\text{in}}}}=\frac{1}{{{s}^{3}}{{L}_{1}}{{L}_{2}}C+s({{L}_{1}}+{{L}_{2}})}\) (3)
图1
PCS并网运行拓扑
Fig.1
Operation topology of grid-connected PCS
图2
单相LCL滤波电路
Fig.2
Single-phase LCL filter circuit
图3
LCL滤波器伯德图
Fig.3
Bode diagram of LCL filter
可以看出,电感量相同的LCL滤波器与L滤波器相比,低频增益一致,高频增益衰减更为迅速,对高次谐波的抑制有明显优势,但是存在一个谐振尖峰,会引起系统失稳。若在电容支路并联一个电阻
\(\frac{{{I}_{\text{out}}}}{{{U}_{\text{in}}}}=\frac{1}{{{s}^{3}}{{L}_{1}}{{L}_{2}}C+s\frac{{{L}_{1}}{{L}_{2}}}{{{R}_{{}}}}+s({{L}_{1}}+{{L}_{2}})}\) (4)
由
具体到
图4
并联电阻的LCL滤波电路
Fig.4
LCL filter circuit with a parallel resistance
图5
并联电阻的LCL滤波器伯德图
Fig.5
Bode diagram of LCL filter with a parallel resistance
图6
并联电阻控制框图
Fig.6
Control block diagram of LCL filter with a parallel resistance
图7
电容电压反馈控制框图
Fig.7
Control block diagram based on capacitance voltage feedback
由
${{I}_{abc}}(s)={{I}_{\text{ref}}}(s)\frac{{{G}_{\text{K}}}(s)}{1+G{}_{\text{K}}(s)}-{{E}_{\text{abc}}}(s)\frac{Y(s)}{1+G{}_{\text{K}}(s)}$ (5)
其中:
$Y(s)=\frac{{{s}^{2}}{{L}_{1}}RC+s{{L}_{1}}+R}{{{s}^{3}}{{L}_{1}}{{L}_{2}}RC+{{s}^{2}}{{L}_{1}}{{L}_{2}}+s({{L}_{1}}+{{L}_{2}})R}$ (6)
\({{G}_{\text{K}}}(s)=\frac{{{K}_{\text{p}}}+\frac{{{K}_{\text{i}}}}{s}}{{{s}^{3}}{{L}_{1}}{{L}_{2}}C+{{s}^{2}}\frac{{{L}_{1}}{{L}_{2}}}{R}+s({{L}_{1}}+{{L}_{2}})}\) (7)
可以看出,并网电流
${{s}^{2}}{{L}_{1}}{{L}_{2}}RC+s{{L}_{1}}{{L}_{2}}+({{L}_{1}}+{{L}_{2}})R=0$ (8)
\({{s}^{4}}{{L}_{1}}{{L}_{2}}C+{{s}^{3}}\frac{{{L}_{1}}{{L}_{2}}}{R}+{{s}^{2}}({{L}_{1}}+{{L}_{2}})+s{{K}_{\text{p}}}+{{K}_{\text{i}}}=0\) (9)
可以使用劳斯判据判断是否存在右半平面解。分别求式(8)和式(9)的劳斯表,可得出系统稳定的约束条件是关于虚拟电阻$R$的一组不等式,如下所示:
\(\left\{ \begin{align} & R<\frac{({{L}_{1}}+{{L}_{2}})+\sqrt{{{({{L}_{1}}+{{L}_{2}})}^{2}}-4{{K}_{\text{i}}}{{L}_{1}}{{L}_{2}}C}}{2{{K}_{\text{p}}}C}={{R}_{\text{0H}}} \\ & R>\frac{({{L}_{1}}+{{L}_{2}})-\sqrt{{{({{L}_{1}}+{{L}_{2}})}^{2}}-4{{K}_{\text{i}}}{{L}_{1}}{{L}_{2}}C}}{2{{K}_{\text{p}}}C}={{R}_{\text{0L}}} \\ \end{align} \right.\) (10)
式中:\({{R}_{\text{0H}}}\)和\({{R}_{\text{0L}}}\)分别为单台PCS理想并网时虚拟电阻$R$的上下限。通过以上分析可以得出,单台PCS理想并网的稳定性取决于虚拟电阻$R$的取值,当虚拟电阻$R$在式(10)限定范围内时,系统不存在右半平面极点,可以稳定运行。
2 多台PCS并联稳定性分析
考虑并网阻抗,多台储能并网PCS并联运行拓扑如
相对于第1章中单台PCS理想并网情况,多台PCS并联运行情况下每台PCS并网电压不再是理想电压,而是公共耦合点(PCC)电压\({{U}_{\text{PCC}}}\)。\({{U}_{\text{PCC}}}\)和理想电网电压\({{E}_{\text{abc}}}\)之间存在耦合关系,如下所示
\(\left\{ \begin{align} & {{U}_{\text{PCC}d}}={{R}_{\text{g}}}{{I}_{d}}+{{L}_{\text{g}}}\frac{\text{d}{{I}_{d}}}{\text{d}t}+\omega {{L}_{\text{g}}}{{I}_{q}}+{{E}_{d}} \\ & {{U}_{\text{PCC}q}}={{R}_{\text{g}}}{{I}_{q}}+{{L}_{\text{g}}}\frac{\text{d}{{I}_{q}}}{\text{d}t}-\omega {{L}_{\text{g}}}{{I}_{d}}+{{E}_{q}} \\ \end{align} \right.\) (11)
式中:\({{U}_{\text{PCC}d}}\)与\({{U}_{\text{PCC}q}}\)分别为PCC点电压的
图8
电容电流反馈控制框图
Fig.8
Control block diagram based on capacitance current feedback
图9
图10
多台PCS并联运行拓扑
Fig.10
Operation topology of multi-parallel PCS
统的无差性不会受到影响。
参照式(5)可求出每台PCS的并网输出电流,如下所示
${{I}_{\text{abc}}}(s)={{I}_{\text{ref}}}(s)\frac{{{G}_{\text{K}}}(s)}{1+G{}_{\text{K}}(s)}-{{U}_{\text{PCC}}}(s)\frac{Y(s)}{1+G{}_{\text{K}}(s)}$ (12)
基于式(12),可以将每台PCS用导纳形式的诺顿等效电路表示,如
${{I}^{*}}(s)={{I}_{ref}}(s)\frac{{{G}_{K}}(s)}{1+{{G}_{K}}(s)}$ (13)
${{Y}_{E}}(s)=\frac{Y(s)}{1+{{G}_{K}}(s)}$ (14)
12中,$I_{i}^{*}(s)$表示第
$\begin{align} & {{I}_{1\text{abc}}}(s)=I_{1}^{*}(s)(1-\frac{{{Z}_{\text{g}}}(s){{Y}_{\text{E}}}(s)}{n{{Z}_{\text{g}}}(s){{Y}_{\text{E}}}(s)+1}\ )- \\ & \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \sum\limits_{i=2}^{n}{I_{i}^{*}(s)\frac{{{Z}_{\text{g}}}(s){{Y}_{\text{E}}}(s)}{n{{Z}_{\text{g}}}(s){{Y}_{\text{E}}}(s)+1}}-\ \ \ \ \ \\ & \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ {{E}_{\text{abc}}}(s)\frac{{{Y}_{E}}(s)}{n{{Z}_{\text{g}}}(s){{Y}_{\text{E}}}(s)+1} \\ \end{align}$ (15)
令$\sum\limits_{i=2}^{n}{I_{i}^{*}}=mI_{1}^{*}$,即其余PCS总参考电流为第1台PCS参考电流的
${{I}_{1abc}}(s)=I_{1}^{*}(s)\frac{(n-1-m){{Z}_{\text{g}}}(s){{Y}_{\text{E}}}(s)+1}{n{{Z}_{\text{g}}}(s){{Y}_{\text{E}}}(s)+1}\ -$
$\ {{E}_{\text{abc}}}(s)\frac{{{Y}_{E}}(s)}{n{{Z}_{\text{g}}}(s){{Y}_{\text{E}}}(s)+1}$ (16)
将式(13)和式(14)代入式(16),可以得出,系统的稳定性取决于$Y(s)$,\(1/(1+G{}_{\text{K}}(s))\)和\(1/(n{{Z}_{\text{g}}}(s)Y(s)+1+{{G}_{\text{K}}}(s))\)的极点分布。其中$Y(s)$不会影响系统的稳定性,\(1/(1+G{}_{\text{K}}(s))\)极点分布只和单台PCS内部参数有关,这两者在第1章已作出分析。\(1/(n{{Z}_{\text{g}}}(s)Y(s)+1+{{G}_{\text{K}}}(s))\)的极点分布和电网阻抗及PCS并联台数有关,特殊地,当所有PCS功率参考值均相同时,即$m=n-1$时,式(16)将会发生零极点对消,系统的稳定性只与该项极点分布有关。对于会引起谐振的高频信号,\({{Z}_{\text{g}}}(s)\)中电阻影响较小,且电阻的存在会增加系统阻尼,提高系统稳定性,为了研究可能导致研究系统失稳的原因,本文忽略电阻,只考虑电感,即\({{Z}_{\text{g}}}(s)=s{{L}_{\text{g}}}\)。将\({{G}_{\text{K}}}(s)\)和$Y(s)$代入,可得
\(\frac{1}{n{{Z}_{\text{g}}}(s)Y(s)+1+{{G}_{\text{K}}}(s)}=\)
\(\frac{{{s}^{4}}{{L}_{1}}{{L}_{2}}RC+{{s}^{3}}{{L}_{1}}{{L}_{2}}+{{s}^{2}}({{L}_{1}}+{{L}_{2}})R}{{{s}^{4}}{{L}_{1}}{{{{L}'}}_{2}}RC+{{s}^{3}}{{L}_{1}}{{{{L}'}}_{2}}+{{s}_{2}}({{L}_{1}}+{{{{L}'}}_{2}})R+s{{K}_{\text{p}}}R+{{K}_{\text{i}}}R}\) (17)
图11
单台PCS诺顿等效电路
Fig.11
Norton equivalent circuit of single PCS
图12
多台PCS诺顿等效电路
Fig.12
Norton equivalent circuit of multi-parallel PCS
其中: \({{{L}'}_{2}}={{L}_{2}}+n{{L}_{\text{g}}}\)
可以发现,式(17)分母与式(9)的区别仅在于滤波电感${{L}_{2}}$增加了\(n{{L}_{\text{g}}}\),因此可以用式(10)求其虚拟电阻的约束条件,如下所示
\(\left\{ \begin{align} & R<\frac{({{L}_{1}}+{{{{L}'}}_{2}})+\sqrt{{{({{L}_{1}}+{{{{L}'}}_{2}})}^{2}}-4{{K}_{\text{i}}}{{L}_{1}}{{{{L}'}}_{2}}C}}{2{{K}_{\text{p}}}C}={{R}_{n\text{H}}} \\ & R>\frac{({{L}_{1}}+{{{{L}'}}_{2}})-\sqrt{{{({{L}_{1}}+{{{{L}'}}_{2}})}^{2}}-4{{K}_{\text{i}}}{{L}_{1}}{{{{L}'}}_{2}}C}}{2{{K}_{\text{p}}}C}={{R}_{n\text{L}}} \\ \end{align} \right.\) (18)
式中:${{R}_{n\text{H}}}$和${{R}_{n\text{L}}}$分别为
显然\({{{L}'}_{2}}\)会随着并联台数
\({{K}_{\text{i}}}C>\max (1,\ \ \frac{{{L}_{1}}+{{{{L}'}}_{2}}}{2{{L}_{1}}})\) (19)
当式(19)满足时,随着
\(\left\{ \begin{align} & {{R}_{n\text{H}}}=\frac{\max ({{L}_{1}},{{{{L}'}}_{2}})}{{{K}_{\text{p}}}C} \\ & {{R}_{n\text{L}}}=\frac{\min ({{L}_{1}},{{{{L}'}}_{2}})}{{{K}_{\text{p}}}C} \\ \end{align} \right.\) (20)
结合此时\({{R}_{\text{0L}}}\)与\({{R}_{\text{0H}}}\)的取值,可以得出,随着
\(1<{{K}_{\text{i}}}C<\frac{{{L}_{1}}+{{{{L}'}}_{2}}}{2{{L}_{1}}}\) (21)
当式(21)满足时,${{R}_{n\text{L}}}$随着
由以上分析可以得出,PCS并联系统失稳原因主要有两种,一种是$R$的稳定区间上限降低导致失稳,一种是下限升高导致失稳。正常情况下,由于电容$C$的值很小,\({{K}_{\text{i}}}C\)一般≤1,即不会出现上限降低导致失稳的情况。但是随着功率等级的提升,PCS中需要的电容越来越大,若控制参数设置不当,有可能会使\({{K}_{\text{i}}}C\)>1,进而造成系统随着并联台数
当\({{K}_{\text{i}}}C<1\)时,${{R}_{n\text{L}}}$随着
3 仿真分析
本文基于simulink平台搭建了6台PCS并联仿真模型,如
在进行稳定分析时,取${{L}_{1}}=0.24\ mH$、${{L}_{2}}=0.08\ mH$、$C=220\ \mu F$代入,分别由式(10)与式(18)可求得:\({{R}_{\text{0L}}}=0.04\ \Omega \),\({{R}_{\text{0H}}}=0.687\ \Omega \),\({{R}_{\text{6L}}}=0.084\ \Omega \),\({{R}_{\text{6H}}}=1.052\ \Omega \),系统稳定的条件是
图13
Simulink平台PCS并联仿真模型
Fig.13
Simulation model of multi-parallel PCS on simulink platform
表1
单台PCS仿真参数
Table
1 Simulation parameters of single PCS
\(0.084\ \Omega <R<0.687\ \Omega \)。若取\(R=0.8\ \Omega \),则根据第2章分析,当所有PCS参考功率相同时,由于零极点对消系统可以稳定运行;否则无法稳定运行。当参考功率均为500 kW时和其中一台为400 kW时,并网电流如
若取\(R=0.38\ \Omega \),功率参考值不同时并网电流如
可以看出,此时并网电流的波形畸变率仅为0.44%,控制效果较好,并且随着
图14
功率参考值均为500 kW时的并网电流
Fig.14
Grid side current when all of the power references are 500 kW
图15
其中一台为400 kW时的并网电流
Fig.15
Grid side current when one of the power references is 400 kW
图16
极点分布情况
Fig.16
Distribution of the poles
的下限随着PCS并联台数的增加而明显升高,使得稳定区间减小,可见\({{K}_{\text{i}}}C\)越大越不利于PCS并联系统的稳定运行。若取
考虑极端情况,取PI控制器的积分系数\({{K}_{\text{i}}}=4\ 800\),此时\({{K}_{\text{i}}}C=1.056>1\),经计算可知当$n\ge 3$时式(18)根号内多项式<0,即不存在$R$可以使系统稳定。求得\({{R}_{\text{0L}}}=0.198\ \Omega \),\({{R}_{\text{0H}}}=0.53\ \Omega \),\({{R}_{\text{2L}}}=0.375\ \Omega \),\({{R}_{\text{2H}}}=0.488\ \Omega \),若取\(R=0.4\ \Omega \),则
图17
图18
谐波含量
Fig.18
Harmonic content
图19
随着
图20
单台PCS运行时并网电流
Fig.20
Grid side current when there is only one PCS
2台PCS并联可以稳定运行,超过3台则无法稳定。该情况下2台、3台及6台PCS并联运行时并网电
图21
6台PCS运行时的并网电流
Fig.21
Grid side current when there are six PCSs
图22
随着
流分别如
通过以上仿真分析,可以验证本文对储能并网PCS多机并联系统稳定性分析的正确性。
4 结论
1)提出了单台储能PCS在
2)建立了多台PCS并联运行时的诺顿等效电路,使用叠加定理求出并网电流的表达式,该表达式极点由两部分决定,一部分只与PCS内部参数有关,另一部分与并网阻抗及并联台数有关,随着并联台数的增多,$R$的取值范围会发生改变,若控制参数设置不当,系统可能失稳,之后通过进一步分析得出,当\({{K}_{\text{i}}}C\)越大时,并联台数的增多对系统稳定性影响越明显,最后给出了能使PCS并联系统稳定的虚拟电阻
3)在simulink平台搭建了6台500 kW的PCS
图23
2台PCS运行时的并网电流
Fig.23
Grid side current when there are two PCSs
图24
3台PCS运行时的并网电流
Fig.24
Grid side current when there are three PCSs
图25
6台PCS运行时的并网电流
Fig.25
Grid side current when there are six PCSs
图26
随着
并联运行仿真模型,对本文提出的理论进行验证,仿真结果表明了本文对PCS并联系统稳定性分析的正确性。
参考文献
[1]
[2]
[3]
[4]
[5]
[6]
[7]
[8]
[9]
[10]
[11]
[12]
[13]
[14]
[15]
[16]
[17]
[18]