带截尾开关的高频纳秒脉冲功率源设计

Design on High-frequency Nanosecond Pulse Power Source with Truncated Switches

饶俊峰, 皮特尔, 李孜, 姜松

上海理工大学光电信息与计算机工程学院,上海200093

RAO Junfeng, PI Teer, LI Zi, JIANG Song

School of Optical-Electrical and Computer Engineering, University of Shanghai for Science and Technology, Shanghai 200093, China

  • 饶俊峰1985—,男,博士,硕导,从事全固态纳秒高压脉冲发生器、大功率直流充电技术和低温等离子体应用等方面的研究工作,E-mail: raojunfeng1985@163.com

  • 皮特尔(通信作者)1992—,男,硕士生,研究方向为脉冲功率技术,E-mail: piteer0222@163.com

基金项目: 上海市科技英才扬帆计划项目(15YF1408300); 中国沪江基金(B14002/D14002); Project supported by Shanghai Science and Technology Talent Sailing Program (15YF1408300), Shanghai Fund of China (B14002/D14002);

摘要

为了获得具有快速上升、下降沿的高频纳秒脉冲,对传统雪崩单管电路的改进电路进行了试验,验证了改进电路能加快充电速度的可行性。设计了两种10级Marx型纳秒级正脉冲发生器,发生器采用磁环隔离的驱动方案,主电路拓扑结构中采用二极管代替传统Marx电路中的所有电阻。在100 Ω的阻性负载下进行放电实验,最终重频工作状态下输出峰值上千伏的纳秒脉冲,输出端负载加截尾开关后脉冲的下降沿缩短至3 ns。实验结果表明,改进后的发生器有更高的输出幅值和工作频率,磁环隔离的驱动方案确保了每级雪崩管同时触发导通并且产生具有纳秒上升沿的快脉冲,二极管替代传统Marx电路的所有电阻加快了电容的充电速度、提升了脉冲发生器的工作效率,负载并联截尾开关后脉冲后沿更快,实验结果良好。

关键词 : 雪崩三极管; 脉冲发生器; 纳秒脉冲; 高重复频率; 截尾开关;

DOI:10.13336/j.1003-6520.hve.20170527007

ABSTRACT

In order to obtain a high-frequency nanosecond pulse with a fast rising and falling edge, the traditional avalanche single-tube pulse circuit was tested and the feasibility of this circuit was verified to speed up the charging speed. Designing two ten-stage nanosecond Marx type generator with positive pulse, the driving scheme of generator was that magnetic rings were used to isolate, in the topological structure of the main circuit, diodes were used to instead of all resistors which were used in traditional Marx circuit. The discharge experiment was carried out under a resistive load of 100 Ω. Finally, the output voltage of the high-repetition nanosecond pulse reaching 1 kV, the output of the load in parallel truncated switches could further shorten the falling edge of the output pulse to 3ns. The experimental results show that the improved generator has higher output amplitude and operating frequency, the driving scheme of generator is using magnetic rings to isolate, thus ensures each avalanche transistors to trigger simultaneously and produce fast pulse with nanosecond rising edge. Diodes which are used to replace all resistors have accelerated the charging speed and improved the working efficiency of the pulse generator, the falling edge is faster when the output of the load in parallel truncated switches, the experimental results are good.

KEY WORDS : avalanche transistor; pulse generator; nanosecond pulse; high-repetition; truncated switches;

0 引言

随着脉冲功率技术的不断发展,脉冲发生器的应用也越来越广泛,如探地雷达系统[1-3]、生物细胞处理[4]、高速相机驱动[5]、低温等离子体的产生[6-9]等,具有峰值数千伏、纳秒级上升、下降沿和纳秒级脉宽的高频脉冲在这些领域中有良好的效果。因此,研究如何产生具有快速上升、下降沿的高频纳秒脉冲,是脉冲功率源研究的一个热点。

近年来,随着半导体技术的发展,全固态开关如:IGBT、MOSFET具有尺寸小、工作频率高(10 kHz以上)、寿命长、稳定性好等优点被广泛应用于脉冲功率发生器中。但是,过大的开通电流会使这些半导体开关的开关速度变慢(IGBT、MOSFET的开关导通速度通常在几百纳秒以上),因此很难输出纳秒上升、下降沿和纳秒脉宽的高频脉冲[10]。而雪崩三极管具有开关响应速度更快(只需几纳秒就能导通)、工作频率更高和体积更小等优点,利用雪崩三极管的雪崩效应可以产生具有纳秒和亚纳秒上升、下降沿的脉冲,因此雪崩三极管可以作为产生纳秒高频脉冲的理想开关。

由于单管的雪崩击穿电压只有102 V级别,为了得到几kV甚至几十kV的输出脉冲,通常采用级联型[11-12]、Marx型[13-18]或者二者混合的电路结构[19-21]。传统Marx型电路虽然能够输出kV级的瞬时脉冲,但回路中充电电阻和杂散电感的存在,限制了脉冲发生器的工作频率且输出脉冲的下降沿相对缓慢。本文在WERNER B.HERDEN所改进的雪崩单管电路上进行了试验,分析了电路中限流电阻对发生器工作频率的影响;设计了两种10级Marx型脉冲发生器,对比分析了与传统Marx发生器的实验结果;对比了加入截尾开关前后发生器输出脉冲的后沿及拖尾电压。

1 雪崩单管电路

以雪崩三极管为开关的脉冲功率源是利用雪崩三极管的雪崩击穿特性快速导通、充电电容在短时间快速放电而产生纳秒级脉冲。Marx型电路是脉冲电源中常用的网络拓扑结构,而以雪崩三极管作开关的Marx电路则是在雪崩单管电路的基础上衍生而来。为了进一步提高Marx电路的重复工作频率和能量利用效率,可对雪崩单管电路进行研究。

1.1 传统雪崩单管电路

图1是传统的雪崩单管电路原理图,CbRb组成的微分电路将矩形波转化成尖脉冲波,作为触发信号,触发信号加入前,雪崩管T处于临界雪崩的截止状态,高压直流电源UCC经过大阻值充电电阻RC和负载电阻RL向电容C充电,储能电容C达到稳态后两端电压约为UCC;触发信号加入后,雪崩管T雪崩击穿导通,储能电容C通过T向负载电阻RL放电,最终在RL上输出一个快前沿的负脉冲。

图1所示的电路中,充电电阻RC在充电阶段起限流作用,放电阶段将快速暂态信号与直流电源隔离。电容的充电时间常数为\(\tau \text{=}{{R}_{C}}C\),在两次放电时间间隔内,为了使电容能够充电足够,一般要求重复周期\(T\ge 5{{R}_{C}}C\)[22]。直流电源UCC经过RC向电容C充电时,电容C两端的电压

\({{U}_{C}}(t)={{U}_{CC}}(1-{{e}^{-t/\tau }})\) (1)

而一次充电过程中消耗在充电电阻RC上的能量为

式中:τ为电容的充电时间常数;T为脉冲重复周期;

由式(2)可以知充电过程消耗在充电电阻RC上的能量等于电容C储存的能量,耗散在电阻上的热能使电路的温度上升,影响了雪崩三极管的性能;充电时RC的限流作用,使得其阻值不能过小,限制了电容C的充电速度;因此电路工作在高频状态下会出现输出脉冲幅值陡降的现象。

1.2 传统雪崩单管电路的改进

图2所示的电路为一种改进的雪崩单管快速充电电路[23],当未加触发信号时,雪崩管T1处于导通状态,雪崩管T2处于临界雪崩的截止状态,高压直流电源UCC经T1和负载RL向电容C充电;施加触发信号后,雪崩管T2雪崩击穿导通,二极管D正向偏置导通,雪崩管T1因发射结反向偏置而关断,电容C经二极管D和雪崩管T2向负载RL放电,在RL上输出负脉冲。

改进后的电路充电过程由T1代替了传统雪崩单管电路中的充电电阻RC,充电时间常数变短。为了验证此分析,只需观测电容C对地的电位变化。

图1 传统雪崩单管电路 Fig.1 Traditional avalanche transistor circuit

图2 改进的雪崩单管电路 Fig.2 Improved avalanche transistor circuit

图3为实验所测得电容C对地的电位变化,其中雪崩管的型号为C1815(集电极-基极击穿电压UCBO约为175 V),直流充电电源UCC=170 V,充电阻RC=10 kΩ,C=1 nF,RL=50 Ω。

图3可知改进后的电路,电容C从0 V充至接近170 V时,充电时间约为12 μs(重频83 kHz),而传统单管电路中C从0 V充至170 V时,充电时间约为40 μs,说明改进后电容充电速度明显加快。改进后电容C充电过程有两个阶段:a-b、b-c,这与雪崩三极管的导通内阻有关,而导通内阻的大小与雪崩管承受的压降有关[24]。a-b阶段:电容C开始充电,加在T1两端的电压为UCC,T1的导通内阻最大,此阶段充电较为缓慢。b-c阶段:随着电容两端电压逐渐升高,加在T1两端电压减小,T1的导通内阻也逐渐减小,因此会加速电容的充电。

1.3 电阻对改进雪崩单管电路的影响

图2的电路结构可知,直流电源UCC给电容C充电的过程中,充电电流所流经的充电电阻R RC与部分导通内阻r1的并联加上剩余导通内阻r2,即\(R\text{=}\frac{{{R}_{C}}{{r}_{1}}}{{{R}_{C}}+{{r}_{1}}}\text{+}{{r}_{2}}\)。当导通内阻不变时,RC的增加会使R增大,电容C的充电时间常数将变大。为了保证电路在高频状态下工作,应该减小RC的阻值。

图4是RC阻值分别为1、10、20、30、50 kΩ下储能电容C=1 nF的充电速度。从图中可知,RC阻值越大,电容的充电速度越慢,电路工作的重复频率也越低。综合来看,改进后的电路中电容的充电时间明显缩短,同时充电过程几乎没有耗能元件,输出脉冲能量的利用效率明显提高,使得该电路能够在更高重复频率的状态下稳定工作。

2 雪崩三极管的Marx电路

2.1 传统Marx电路的工作原理及缺点

雪崩单管电路输出脉冲幅值取决于雪崩管的UCBO,为了提高脉冲源的输出幅值,可以采用Marx电路结构,图5是传统Marx电路的原理图[25]。\({{R}_{\text{C1}}}\)—\({{R}_{\text{C5}}}\)、\({{{R}'}_{\text{C1}}}\)—\({{{R}'}_{\text{C5}}}\)均为充电电阻。触发信号加入前,雪崩管T1-T5处于临界雪崩的截止状态,电容C1-C5的直流充电电压UCC要刚好略低于UCBO,充电结束时储能电容上侧电位均为UCC,下侧电位均为0。当触发信号加入后,T1雪崩击穿导通,C1上侧的电位瞬间变为0,由于电容两端的电压不能突变,因此C1下侧的电位变为-UCC,C2上侧电位仍为

图3 电容两端的电压变化 Fig.3 Voltage changes of capacitor

图4 不同阻值的RC下电容的充电速度 Fig.4 Charging speed of capacitor with different resistance

图5 Marx电路充电时的等效电路图 Fig.5 Equivalent charging diagram of Marx circuit

UCC,T2承受2 UCC电压而雪崩击穿。以此类推,T3-T5将依次雪崩击穿,最终在C5下侧产生幅值近乎5 UCC的瞬时高压。所有的雪崩三极管雪崩击穿导通后将各级电容串联起来,对负载电阻RL进行放电,在RL两端形成快前沿、高幅值的纳秒级负脉冲。

电容的充电回路如图5箭头所示,充电电阻为电容提供了充电回路,同时充电电阻和储能电容决定了电路的充电时间常数,第i级电容的充电时间常数近似为(iRC+(5-i)iRC′/5)C(由于RL的阻值远小于RC)。当通过增加电路的级数来提升输出脉冲的幅值时,电路的工作频率会相应的减小。为了限制充电电流,充电电阻阻值不能太小;而为了保证输出脉冲有较高的幅值,储能电容值也不能过小;因此过大的充电电阻会影响电路的重复工作频率。

图6是放电阶段Marx电路的等效电路图,此时充电电阻起隔离作用。T1-T5的导通使得电容两端的电位发生改变,所有充电电阻两端均承受大小为UCC的瞬时压降,产生了图6虚线所示的漏电流。流经RC1的漏电流,会消耗直流电源的能量,而流经剩余充电电阻的漏电流会消耗储能电容中的能量,降低了脉冲输出的效率和幅值。

2.2 改进后的Marx电路

传统Marx电路中充电电阻在充电过程消耗直流电源的能量,且RC的充电形式会影响电路的最大工作频率,而放电过程充电电阻会消耗直流电源和储能电容的能量,导致脉冲输出的效率不超过50%。因此重频工作时,输出脉冲能量的利用效率很低,电路的发热也很严重,甚至会出现输出幅值陡降的现象。要改善这种状况,必须尽可能地减少充电电阻上的能量损耗。

图7是在图2基础上改进而来的Marx电路,未施加触发信号前,雪崩管T1导通,T2-T7关断但处于临界雪崩状态,二极管D1反向偏置关断,直流电源UCC通过T1和二极管D2-D11对电容C1-C5充电,充电结束时C1-C5上侧电位均为UCC,下侧电位均为0。触发信号加入后,通过磁环同时驱动T2-T7雪崩击穿导通,二极管D1正向偏置导通,D2-D11反向偏置关断,雪崩管T1也因发射结反向偏置而关断,C2下侧的电位瞬间被拉至UCC,由于电容两端的电压不能突变,C2上侧的电位变为2 UCC。以此类推,最终在C5的上侧获得幅值为5 UCC的瞬时高压。各级雪崩管串联起来对负载RL放电,在负载上输出纳秒级正脉冲。下面将具体介绍该电路的驱动方案和电路中二极管的功能。

2.2.1 磁环隔离的驱动方案

图8所示,改进后的Marx电路采用磁环隔离方式来驱动各级雪崩三极管雪崩击穿导通,触发信号为555定时器与74HC123整形后的方波信号,

图6 Marx电路放电时的等效电路图 Fig.6 Equivalent discharging diagram of Marx circuit

图7 改进后的Marx电路充电过程等效电路图 Fig.7 Equivalent charging diagram of improved Marx circuit

图8 磁环隔离的驱动方案 Fig.8 Driving scheme of using magnetic rings to isolate

输入微分电路后得到一个窄脉冲信号,再经IXDN614 PI驱动芯片放大至磁环原边,磁环副边输出多级雪崩管的同步触发信号。与传统Marx电路相比,各级雪崩管能确保同步触发导通,减少了各三极管因导通延迟而产生的能量损失和幅值降落。

2.2.2 二极管的功能

图7、9分别为改进后Marx电路充电和放电阶段的等效电路图,箭头所示方向为充、放电回路,相比传统Marx电路,充电阶段二极管替代了充电电阻的作用,T1的导通使电路有更小的充电时间常数,提升了电路的最大工作频率,并且二极管也不会消耗直流电源的能量。放电阶段二极管截止,不会产生图6中的漏电流,电路中无直流电源和电容能量的损耗。理论上,改进后的Marx电路与传统Marx电路相比,电路工作在相同的频率时,前者减少了在充电电阻上的能量损耗,提升了电容能量的利用率,提高了输出脉冲的幅值。

2.2.3 加截尾开关陡化后沿

在实际的电路中,杂散电感对脉冲的开通和关断有一定的影响。尤其是当回路结构很长时,杂散电感对输出脉冲的后沿起着决定性作用,导致输出脉冲的后沿比前沿慢很多,并且存在一定的拖尾现象。当要求输出脉冲具有快速后沿的情况下,可以在负载两端并联雪崩管作为截尾开关,利用输出负载两端的高压将级联的雪崩管击穿,从而给输出脉冲的波尾提供一个快速放电的通道来获得快速的后沿,图10为负载两端并联雪崩管的电路结构。

3 实验验证及分析

通过上述理论分析,分别设计了传统的Marx发生器(图5方案Ⅰ)、改进后的Marx发生器(图8方案Ⅱ)以及改进后的Marx发生器加截尾开关(图11方案Ⅲ)各10级,来验证上述分析的合理性。Marx发生器中的雪崩三极管选用C1815型雪崩管,该型雪崩管的UCBO=175 V;直流充电电压为170 V,充电电容为1 nF直插封装的陶瓷电容,充电电阻、二极管、负载电阻均为贴片封装,方案Ⅰ中RC=RC′=3.3 kΩ,方案Ⅱ与方案Ⅲ中RC=10 kΩ,负载电阻RL=100 Ω。输出脉冲测量示波器的型号为Tektronix公司的DPO5104,采样带宽1 GHz,采样频率为10 GHz。

3.1 实验结果

表1 是方案Ⅰ~Ⅲ输出脉冲的性能参数,图11是不同方案脉冲发生器的输出幅值(为了便于比较3种方案的性能,在数据处理时用Origin软件将方案Ⅰ的负脉冲作了反向处理),方案Ⅱ比方案Ⅰ的输出幅值高约200 V,因为方案Ⅱ电路结构中二极管替代了传统Marx电路中的所有电阻,减少了放电过

图9 改进后的Marx电路放电过程等效电路图 Fig.9 Equivalent discharging diagram of improved Marx circuit

图10 负载并联截尾开关的电路结构 Fig.10 Circuit structure of paralleling truncated switches with load

表1 不同方案下输出脉冲的性能参数 Table 1 Performance parameters of output pulse in different schemes

程电路中直流电源和电容能量的损耗。方案Ⅲ在负载两端并联了6个级联的雪崩管,使得输出脉冲的波尾有一个快速放电的通道。方案Ⅲ输出脉冲的后沿最短并且后沿与前沿相差不大,同时方案Ⅲ比方案Ⅰ、Ⅱ的后沿分别快22.273 ns、13.523 ns,此外方案Ⅲ还消除了方案Ⅱ中接近320 V的拖尾电压,但方案Ⅲ的输出幅值比方案Ⅰ、Ⅱ低,这与方案Ⅲ中级联的雪崩三极管的个数和击穿电压有关。由于级联的雪崩管击穿后,雪崩三极管自身的结电容和

图11 不同方案下脉冲发生器的输出幅值 Fig.11 Output amplitude of pulse generators in different schemes

回路中的杂散电感和电阻的存在,所以方案Ⅲ的输出脉冲也会存在一段RLC振荡。

由于方案Ⅱ与方案Ⅲ只是在负载端略有不同,发生器的工作频率大致相同,因此讨论重频的工作状态时可将方案Ⅰ与方案Ⅱ做对比。图12是方案Ⅰ与方案Ⅱ在重频状态下脉冲发生器的输出幅值,方案Ⅰ中由于充电电阻的存在,电容的充电速度受到影响,同时放电过程充电电阻也会消耗直流电源和储能电容的能量,因此发生器工作在较高频率的状态下,会出现输出脉冲幅值陡降的现象。当重频10 kHz,方案Ⅰ的幅值开始下降,工作在40 kHz以上时幅值下降很严重,甚至在40 kHz以上频率时发生器无法稳定工作。而方案Ⅱ相比方案Ⅰ,T1的导通使电路有更小的充电时间常数,提升了发生器工作的最大频率。当发生器工作频率<40 kHz时,输出脉冲幅值稳定在1 230 V左右,重频>40 kHz时发生器输出幅值会下降,但仍能稳定工作,重频50 kHz的波形见图13,幅值是1 080 V。100 kHz时,幅值是650 V,输出波形见图14。

3.2 脉冲发生器效率的分析

方案Ⅰ中由于充电电阻的存在,使脉冲发生器的效率和输出脉冲能量利用效率很低。方案Ⅱ中二极管为无耗能元件,提升了电容能量的利用率。图15为方案Ⅰ与方案Ⅱ中测得的直流电源放电阶段的输入电流,通过式(3)—(5)计算得到表2所示发生器的功效指标:

\({{P}_{\text{in}}}=f{{U}_{CC}}\int_{0}^{T}{i}\text{d}t\) (3)

图12 不同方案下重频的输出幅值 Fig.12 Output amplitude of repeated frequency in different schemes

图13 方案Ⅱ重频50 kHz的输出波形 Fig.13 Output waveform of schemeⅡunder repeated frequency 50 kHz

图14 方案Ⅱ重频100 kHz的输出波形 Fig.14 Output waveform of schemeⅡunder repeated frequency 100 kHz

\({{P}_{\text{out}}}=f\int_{0}^{T}{{U_{\text{out}}^{2}}/{{{R}_{L}}}\;}\text{d}t\) (4)

\({{E}_{\text{C}}}=0.5fNC{{U}_{CC}}^{2}\) (5)

图15 不同方案下放电阶段的输入电流 Fig.15 Input current of discharging stage in different scheme

表2 不同方案下脉冲发生器效率的对比 Table 2 Efficiency of pulse generators in different schemes

式中:Pin为发生器的输入功率;PoutUout分别为发生器的输出功率、电压;EC为储能电容单位时间储存的能量;i为直流电源的输入电流;N为Marx发生器的级数;fT分别为发生器工作的频率和周期。

表2可知方案Ⅱ脉冲发生器的效率比方案Ⅰ高7.5%,同时方案Ⅱ对储能电容能量的利用率也比方案Ⅰ高22.65%。

4 结论

1)改进后的雪崩单管电路相对传统单管电路具有更快的充电速度,当RC阻值在1~50 kΩ时,改进后的电路中电容的充电速度明显比传统单管电路快,同时充电过程几乎没有耗能元件,输出脉冲能量的利用效率提高,因而改进后的电路能够稳定工作在更高的频率。

2)改进后的Marx发生器有更高的输出脉冲幅值,方案Ⅱ电路结构中二极管替代了传统Marx电路中的所有电阻,减少了放电过程电路中直流电源和电容能量的损耗,因而方案Ⅱ比方案Ⅰ的输出幅值高约200 V、脉冲发生器的效率比方案Ⅰ高7.5%、对储能电容能量的利用率也比方案Ⅰ高22.65%。方案Ⅱ中T1的导通使电路有更小的充电时间常数,提升了发生器工作的最大频率,并且能够稳定工作在100 kHz状态。

3)方案Ⅲ中在负载两端并联6个级联的雪崩管,使得输出脉冲的波尾有一个快速放电的通道。因此方案Ⅲ的输出脉冲后沿最短,其后沿与前沿也相差不大,同时方案Ⅲ比方案Ⅰ、Ⅱ的后沿分别快22.273 ns、13.523 ns,此外方案Ⅲ还消除了方案Ⅱ中接近320 V的拖尾电压。

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    图1