一种新型高效的多功能Buck/Boost/Buckboost型功率因数校正电路

引用本文

刘斌, 李伦全, 叶昌, 等. 一种新型高效的多功能Buck/Boost/Buckboost型功率因数校正电路[J]. 电网技术, 2021, 45(3): 1142-1149.

LIU Bin, LI Lunquan, YE Chang, et al. A New Hi-efficiency Multifunctional Buck/Boost/Buckboost-type PFC Circuit[J]. Power System Technology, 2021, 45(3): 1142-1149.

DOI: 10.13335/j.1000-3673.pst.2020.0133
文章编号: 1000-3673(2021)03-1142-08 中图分类号: TM721 文献标识码: A 学科代码: 470·40

一种新型高效的多功能Buck/Boost/Buckboost型功率因数校正电路

刘斌¹, 李伦全², 叶昌¹, 李俊¹

1. 南昌航空大学信息工程学院，江西省南昌市 330063;
2. 深圳市高益智能电气有限公司，广东省深圳市 518101

收稿日期：2020-03-17；在线出版日期：2020-05-29

基金项目：国家自然科学基金项目(61963030)

作者简介：

刘斌(1975)，男，博士，副教授，研究方向为模块化电源技术等，E-mail：1248302751@qq.com;

叶昌(1996)，男，硕士研究生，研究方向为模块化电源技术，E-mail：642411362@qq.com;
李俊(1981)，男，硕士研究生，研究方向为供配电技术，E-mail：542962476@qq.com

通信作者：李伦全(1979)，男，通信作者，硕士研究生，研究方向为模块化电源技术，E-mail：59909161@qq.com.

摘要：提出了一种新型高效的多功能Buck/Boost/Buckboost型PFC整流器。对该整流器的几种工作模式进行了分析，并根据开关管的占空比关系，讨论了系统的控制器设计，基于输入电网电压的瞬时值，得到系统的前馈占空比，并就如何将占空比分配到各个开关管进行了分析。由于该整流器在每个采样周期中只有2个高频开关动作，并且只使用一个电感，从而相对于传统的PFC变换器，提高了系统的效率。最后通过实验对文中结论进行了验证。

关键词：多功能PFC整流器工作状态控制效率

A New Hi-efficiency Multifunctional Buck/Boost/Buckboost-type PFC Circuit

LIU Bin¹, LI Lunquan², YE Chang¹, LI Jun¹

1. Institute of Information Engineering, Nanchang Hangkong University, Nanchang 330063, Jiangxi Province, China;
2. Shenzhen Gaoyi Xinneng Electric Co., Ltd., Shenzhen 518101, Guangdong Province, China

Project Supported by National Natural Science Foundation of China (61963030)

ABSTRACT: A new high efficiency multifunctional Buck/Boost/Buckboost-PFC rectifier is presented in this paper. First the three operating modes of the rectifier and the commutation states of the three PFC modes are illustrated. Then the design of the controllers are discussed and so is how the controller output are allocated for switches according to the input sinusoidal voltage. For the converter, there are only two high frequency switching actions in each sample period and only one inductor is used. So system efficiency can be improved. Experiments are conducted to verify the effectiveness of the PFC rectifier at last.

KEY WORDS: multifunctional PFC rectifier conduction state controller efficiency

0 引言

随着电动汽车的发展，将电网交流电转化为直流电的AC/DC型充电技术越来越受到人们的关注。考虑到会对电网造成污染，这类充电设备的输入端要求实现功率因数校正(power factor correction，PFC)功能。由于单相PFC功率受限，大容量的系统通常采用三相PFC^[1-4]的系统实现方案。三相PFC整流器通常有升压型和降压型2种，前者^[5-6]操作简单，应用广泛，但要求输出电压高于输入线电压峰值。在某些要求低直流输出电压的情况下，如电动汽车的充电器，常采用与PFC串联的降压型DC/DC变换器，这种实现办法非常直接，且技术路线比较成熟。在相关领域有许多学术或工程成果，包括输出电压的控制、输入电流的控制、调制或系统效率的提高^[7-10]。

为了创新变换器的拓扑结构，提高系统的效率或功率密度，近年来降压型PFC因其提高了变换器的转换效率而受到越来越多的研究，尽管该类PFC整流器的控制或者调制比较复杂。在文献[11]中，3个单相PFC变换器被组合成一个三相buck型整流器，其中有6个高频开关工作。文献[12-15]中提出新型的降压型PFC整流器，并详细介绍了其开关状态和控制或调制策略。更多的研究成果还可参考文献[16-20]。

由于在某些情况下可能需要范围更宽的输出电压，本文提出了一种新型的多功能Buck/Boost/ Buckboost型PFC整流器。一方面该整流器可以实现低或高的电压输出要求，另一方面输入电流可正弦化，并实现单位功率因数。与传统的三相升压式PFC加降压变换器的双级拓扑相比，本文提出的PFC变换器是一种单级拓扑结构，且由于在各PFC模式下都只用两个高频管和一个主电感，使得系统效率有一定提高。下面对该多功能PFC整流器进行分析，同时也对其控制器设计、系统效率等进行讨论。

1 新型PFC整流器

本文提出的新型Buck/Boost/ Buckboost型PFC整流器拓扑结构示意图如图 1所示。图中：i_a、i_b、i_c分别为a、b、c相电流；u_a、u_b、u_c分别为输入a、b、c相电网电压；Q₁-Q₈为绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)或金氧半场效晶体管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)型的功率开关管；D₁-D₁₄为二极管；L₁为主电感；C₁为输出电容；R为负载。

图 1 Buck/Boost/Buckboost型PFC整流器 Fig. 1 Buck/Boost/Buckboost PFC rectifier

1.1 调制状态分析

新型三相PFC电路工作开关管的选择取决于三相输入电压的大小，任意的一个脉宽调制(pulse with modulation，PWM)周期内最多只有两个开关管处于高频PWM调制状态，同时根据输入市电相位角的变化，选择不同的高频管与低频管进行控制。根据输入电压大小，定义

$\left\{ {\begin{array}{*{20}{l}} {{u_{\max }} = {\rm{max}}\{ {u_{\rm{a}}}, {u_{\rm{b}}}, {u_{\rm{c}}}{\rm{\} }}} \\ {{u_{{\rm{mid}}}} = {\rm{mid}}\{ {u_{\rm{a}}}, {u_{\rm{b}}}, {u_{\rm{c}}}\} } \\ {{u_{\min }} = \min \{ {u_{\rm{a}}}, {u_{\rm{b}}}, {u_{\rm{c}}}\} } \end{array}} \right.$

(1)

1.1.1 降压模式分析

不失一般性，为方便分析，类似文献[12]中的处理办法，以图 2中a相为正峰值时刻定义b相相角φ_b为零度，此时刻正是一个一正两负电压组合的开始点。以b相相角φ_b从零度开始，结合三相输入电压绘制出一个市电周期内各开关管工作状态如图 2所示。

图 2 降压模式开关管工作状态 Fig. 2 Commutation of the switches for buck-PFC mode

以$0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{{\rm{\pi }} }}/6$区间为例进行分析，在此区间${u_{\rm{a}}} > 0 > {u_{\rm{b}}} > {u_{\rm{c}}}$，开关管Q₄常通，Q₁、Q₅进行PWM高频调制。

在一个开关周期内对Q₁、Q₅进行控制，可以将整流器降压PFC模式的换流分为3个状态，如表 1所示。

表 1 $0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$区间降压PFC模式开关状态 Table 1 Conduction states for Buck-PFC mode when $0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$

工作状态1：当Q₁、Q₅同时导通时，由于二极管D₈的阳极被短接到电压最低相，二极管D₈承受反向压降自然截止，该回路无电流。此时电流由a相输出，经D₁、Q₁、(C₁//R)、D₁₄、L₁、D₉、Q₅，最后输入c相。该状态下电感储能，其等效电路如图 3所示。

图 3 降压PFC模式$0 < {\varphi _{{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$区间换流状态1 Fig. 3 Conduction state 1 for Buck-PFC mode when $0 < {\varphi _{{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$

在此工作状态下，a、b、c三相输入电流分别为${i_{\rm{a}}} = {I_{\rm{L}}}$、${i_{\rm{b}}} = 0$、${i_{\rm{c}}} = - {I_{\rm{L}}}$。设Q₁的占空比为K₁，Q₅的占空比为K₅，则开关周期T_s内该状态的持续时间为K₅×T_s。

工作状态2：开关管Q₁导通而Q₅关断时，由于开关管Q₄处于常通状态，Q₄实现开通软开关。此时电流由a相输出，经D₁、Q₁、(C₁//R)、D₁₄、L₁、D₈、Q₄，最后输入b相。该状态下电感储能，其等效电路如图 4所示。

图 4 $0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$区间降压PFC模式换流状态2 Fig. 4 Conduction state 2 for Buck-PFC mode when $0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$

在此工作状态下，a、b、c三相输入电流为${i_{\rm{a}}} = {I_{\rm{L}}}$，${i_{\rm{b}}} = - {I_{\rm{L}}}$，${i_{\rm{c}}} = 0$，开关周期内该状态的持续时间为(K₁-K₅)T_s。

工作状态3：续流状态。开关管Q₁和Q₅都关断，电感电流通过D₁₃和D₁₄续流。流经D₁₄、L₁、D₁₃、(C₁//R)，该状态下电感释放能量，其等效电路如图 5所示。

图 5 $0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$区间降压PFC模式换流状态3 Fig. 5 Conduction state 3 for buck-PFC mode when $0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$

在该工作状态下，三相输入电流为${i_{\rm{a}}} = 0$，${i_{\rm{b}}} = 0$，${i_{\rm{c}}} = 0$，开关周期内该状态的持续时间为(1-K₁)T_s。

1.1.2 升压模式分析

类似上文降压模式，分析升压模式下的开关管导通办法。当输入电压为一正两负时，Q₂管常通；与二极管D₁₄阴极相连的开关管中，正电压相对应的开关管(Q₆、Q₇或Q₈)常通；与二极管D₁₃阳极相连的开关管中，负电压相对应的开关管(Q₃、Q₄或Q₅)进行PWM调制。当输入电压为一负两正时，Q₁管常通；与二极管D₁₃阳极相连的开关管中，负电压相对应的开关管(Q₃、Q₄或Q₅)常通；与二极管D₁₄阴极相连的开关管中，正电压相对应的开关管(Q₆、Q₇或Q₈)进行PWM调制。

同样假设$0 < {\varphi _{{\rm{B}}} < {\rm{{\rm{\pi }} }}/6$，为在升压模式下实现PFC，Q₁关断，Q₂常通，根据三相输入电压的大小决定其余开关管的动作，如表 2及图 6所示。

表 2 $0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$区间升压PFC模式开关状态 Table 2 Conduction states for Boost-PFC mode when $0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$

图 6 升压模式输入电压与开关管工作状态 Fig. 6 Commutation of the switches for boost-PFC mode

工作状态1：如图 7所示，Q₅导通，电流从a相流出，经D₁₀、Q₆、L₁、D₉、Q₅，最后流入c相，同时电容C₁为负载提供能量，如图 7所示。在此工作状态下，三相输入电流分别为${i_{\rm{a}}} = {I_{\rm{L}}}$，${i_{\rm{b}}} = 0$，${i_{\rm{c}}} = - {I_\mathit{\rm{L}}}$。该状态下电感储能，其等效电路图如图 7所示。

图 7 升压PFC模式$0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$区间换流状态1 Fig. 7 Conduction state 1 for boost-PFC mode when $0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$

工作状态2：Q₅关断时，电流从a相流出，经D₁₀、Q₆、L₁、D₈、Q₄，最后流入b相，同时电容C₁为负载提供能量。在Q₅关断之前，Q₄可以先开通，由于二极管D₈受反向压降而自然截止，该回路无电流流过，所以Q₄无开通损耗。在此工作状态下，三相输入电流分别为${i_{\rm{a}}} = {I_{\rm{L}}}$，${i_{\rm{b}}} = - {I_{\rm{L}}}$，${i_{\rm{c}}} = 0$。该状态下电感储能，其等效电路图如图 8所示。

图 8 升压PFC模式$0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$区间换流状态2 Fig. 8 Conduction state 2 for boost-PFC mode when $0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$

工作状态3：当Q₄也关断后，电流再次从a相流出，最终流入c相，而电流流经路径变为D₁₀、Q₆、L₁、D₁₃、(C₁//R)、Q₂、D₆。电感电流为电容充电，同时为负载供电。在此工作状态下，三相输入电流分别为${i_{\rm{a}}} = {I_{\rm{L}}}$，${i_{\rm{b}}} = 0$，${i_{\rm{c}}} = - {I_{\rm{L}}}$。该状态下电感释放能量，如图 9所示。

图 9 升压PFC模式$0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$区间换流状态3 Fig. 9 Conduction state 3 for boost-PFC mode when $0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$

从上面分析的换相方式来看，Q₆的占空比为1，与Q₂的占空比相同。在状态3中，电感电流经过Q₂、D₆流回c相，所以可以看出，当Q₄的占空比固定为$|\frac{{{u_{\rm{b}}}}}{{{u_{\rm{a}}}}}|$时，可以通过Q₅的占空比K₅来控制输入电流，当K₅越大时，电感储能越多。

1.1.3 升降压模式分析

升降压模式下的开关管导通办法与升压模式类似，但Q₁和Q₂管始终处于关断状态。

升降压模式下，在$0 < {\varphi _{{\rm{B}}} < {{{\rm{\pi }} }}/6$区间，Q₁、Q₂均为关断状态，通过Q₄、Q₅和Q₆实现PFC。由于换相过程与降压PFC模式有一定的相似之处，这里不做详细说明，相应的换流过程和路径如图 10所示。

图 10 升降压PFC模式$0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$区间换流状态 Fig. 10 Conduction state 1 for Buckboost-PFC mode when $0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{\pi }} /6$

从上述工作过程可以看出，电感的储存和释放能量类似于Buck-Boost电路，这说明除了按照1.1.1小节中所述利用Q₁、Q₂参与的降压PFC工作模式以外，升降压模式下只利用中间的Q₃-Q₈也能实现降压PFC，尽管在这种模式下，电流纹波可能会稍大一些，但它增加了本文所提出的PFC整流器的鲁棒性。

1.2 效率分析

降压PFC模式下，在$0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {{{\rm{\pi }} }}/6$区间，尽管有六开关管在一个PWM周期工作，但由于只有开关管Q₁、Q₅需要高频调制，其余的开关管开关频率仅为输入市电电压频率的2倍，在不同工作区间处于常通或常断状态，系统整体上IGBT/MOSFET开关管的开通及关断损耗大为降低。同理，在升压或升降压PFC模式下，也能降低系统开关损耗。且对于升压PFC模式，在$0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {{{\rm{\pi }} }}/6$区间时，Q₄实现了软开通。

另一方面，对于这3种工作模式，每个开关周期内有多个二极管处于高频工作状态，但相对升压型PFC整流器中所用的IGBT等，其不需要额外的驱动电路，除二极管导通损耗外，主要是关断损耗对效率有一定影响。

此外可以看出，相对传统升压型PFC整流器电路，本文提出的拓扑中只用了一个电感，不仅降低了系统的磁性元件损耗，同时也可以提高系统的经济性。

从上面的分析可以得出结论，本文所提出的拓扑由于高频开关的数量减少，并且只需要一个电感，提高了系统的效率和功率密度，降低了系统的总体成本。

需要指出的是，从上述整流器各换流模式分析中可以看出，尽管开关周期内各相电流平均值跟随输入电压波形，但其各相输入电流为脉冲状。为了能满足电网并网要求，通常还要在电网和PFC整流器之间接入一个参数较小的LC或LCL型滤波器，类似诸多电力电子设备的EMI装置。这类滤波器的设计和选型可参考相关文献，此处不再赘述。

1.3 电感及输出电容设计

针对上述3种PFC模式，根据系统最大输出功率P_max，电压给定以及前馈占空比(如下文中$D_1^*$和$D_2^*$等所示)，容易得到流经主回路电感的电流平均值。例如，针对降压以及升压模式，该值分别为$\frac{{{P_{\max }}}}{{U_{{\rm{Buck}}}^{{\rm{ref}}}}}$和$\frac{{{P_{\max }}}}{{U_{{\rm{Boost}}}^{{\rm{ref}}}(1 - D_2^*)}}$。进一步，根据预设的纹波比例，得到各模式下的电感电流纹波大小。根据上述信息容易得到各模式下的最小感值，取其中的最大者为本文多功能PFC整流器的电感量。进而，利用开关频率以及最大电流纹波等参数计算电感损耗，进行磁芯选择和电感绕线计算。上述电感设计过程和一般的DC/DC变换器中类似。由于可以得到电感电流纹波，开关频率以及前馈占空比等参数，针对设定的电容电压纹波大小，也可以计算各模式输出电容值，并最终取其中最大者。上述电感和电容设计和计算过程与文献[12]中类似，目前也有很多文献对此进行了分析，故本文在此不再赘述。

2 控制器设计 2.1 降压模式控制器设计

设$0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {{{\rm{\pi }} }}/6$区间内开关周期内流过a、b、c三相的电流平均值分别为${\bar i_{\rm{a}}}$、${\bar i_{\rm{b}}}$和${\bar i_{\rm{c}}}$，从上文对降压PFC模式的描述可以看出，如式(2)成立

$\left\{ {\begin{array}{*{20}{l}} {{{\bar i}_{\rm{a}}} = {K_1}{I_{\rm{L}}}} \\ {{{\bar i}_{\rm{b}}} = - ({K_1} - {K_5}){I_{\rm{L}}}} \\ {{{\bar i}_{\rm{c}}} = - {K_5}{I_{\rm{L}}}} \end{array}} \right.$

(2)

考虑到PFC电路其各相电流要求与电压同相，则根据上式可知有如下关系成立

$\left\{ {\begin{array}{*{20}{l}} {{K_1} \propto |{u_{\rm{a}}}|} \\ {({K_1} - {K_5}) \propto |{u_{\rm{b}}}|} \\ {{K_5} \propto |{u_{\rm{c}}}|} \end{array}} \right.$

(3)

这说明，尽管Q₁与Q₅的占空比不同，但两者之间存在一定的比例关系，即$\frac{{{K_5}}}{{{K_1}}} = |\frac{{{i_{\rm{c}}}}}{{{i_{\rm{a}}}}}| = |\frac{{{u_{\rm{c}}}}}{{{u_{\rm{a}}}}}|$，该关系由输入的市电瞬时电压绝对值大小决定，故得到系统的控制器框图如图 11所示。

图 11 降压PFC模式的控制框图 Fig. 11 Controller diagram for the Buck-PFC mode

控制器框图中：$U_{{\rm{o}}1}^*$为降压PFC模式输出电压给定；${U_{\rm{o}}}$为输出电容电压；G_{v_buck}和G_{i_buck}分别为外环电压控制器和内环电流控制器。其中G_{v_buck}可取为截止频率较低的比例积分组合，而内环的G_{i_buck}还可以包含谐振和重复控制器等，具体分析过程，可以参考相关文献[5, 10]，此处不再赘述。同时，结合图 2所示系统低频开关状态，对输入电压中间相对应的管子进行低频的导通或关断。

此外，上述控制器框图中$D_1^*$为前馈占空比。图 12为降压PFC模式中，一个开关周期内电感两端的电压波形，根据伏秒平衡原则，并假设稳态时取${U_{\rm{o}}} = U_{{\rm{o}}1}^*$，可求得控制器的前馈占空比$D_1^* = \frac{{U_{{\rm{o}}1}^*}}{{{U_{{\rm{PN}}}}}}$，其中

${U_{{\rm{PN}}}} = ({u_{\rm{a}}} - {u_{\rm{c}}})|\frac{{{u_{\rm{c}}}}}{{{u_{\rm{a}}}}}| + ({u_{\rm{a}}} - {u_{\rm{b}}})|\frac{{{u_{\rm{b}}}}}{{{u_{\rm{a}}}}}|$

(4)

图 12 降压PFC模式电感两端电压波形 Fig. 12 Voltage across the inductor in a single PWM period for the Buck-PFC mode

2.2 升压模式控制器设计

从上面的分析中，在区间$0 < {\varphi _{\rm{B}}} < {\rm{{\rm{\pi }} }}/6$内，a相持续流过电流，Q₄的占空比取为固定值$|\frac{{{u_{\rm{b}}}}}{{{u_{\rm{a}}}}}|$，开关周期内c相流过电流的总时间(包括图 7和9两种换流状态)为$|\frac{{{u_{\rm{c}}}}}{{{u_{\rm{a}}}}}|{T_{\rm{s}}}$，可以得到${\bar i_{\rm{a}}}$、${\bar i_{\rm{b}}}$、${\bar i_{\rm{c}}}$的开关周期平均值如式(5)所示。

$\left\{ {\begin{array}{*{20}{l}} {{{\bar i}_{\rm{a}}} = {I_{\rm{L}}}} \\ {{{\bar i}_{\rm{b}}} = - |\frac{{{u_{\rm{b}}}}}{{{u_{\rm{a}}}}}|{I_{\rm{L}}}} \\ {{{\bar i}_{\rm{c}}} = - |\frac{{{u_{\rm{c}}}}}{{{u_{\rm{a}}}}}|{I_{\rm{L}}}} \end{array}} \right.$

(5)

也就是说，当Q₄占空比选取为$|\frac{{{u_{\rm{b}}}}}{{{u_{\rm{a}}}}}|$时，由于图 8中换流状态对应的时间为$|\frac{{{u_{\rm{b}}}}}{{{u_{\rm{a}}}}}|{T_{\rm{s}}}$，故利用Q₅的占空比即K₅控制电感电流I_L，并进一步调整输出电压，控制方案如图 13所示。图 14为升压PFC模式下电感两端的电压波形。

图 13 升压PFC模式的控制框图 Fig. 13 Controller diagram for the boost-PFC mode

图 14 升压PFC模式电感两端电压波形 Fig. 14 Voltage across the inductor in a single PWM period for the boost-PFC mode

同理根据伏秒平衡，该模式下的控制器中前馈占空比${D_2}^*$可由式(6)得到

${D_2}^* = [(U_{{\rm{o}}2}^* - {u_{\rm{a}}} + {u_{\rm{c}}}) - (U_{{\rm{o}}2}^* - {u_{\rm{b}}} + {u_{\rm{c}}})|\frac{{{u_{\rm{b}}}}}{{{u_{\rm{a}}}}}|]/U_{{\rm{o}}2}^*$

(6)

升降压模式的PFC控制器设计以及占空比分配类似于降压模式，本文这里省略。

3 实验验证

为了验证新型三相升降压型PFC整流器的有效性，在一台1.5kW的样机平台上进行相关实验，样机实物如图 15所示。实验中，考虑到要满足电网标准，在PFC整流器和电网之间安装了LC型EMI滤波器，系统输出采用的可调式恒流源型电子负载。其实验样机参数如表 3所示。

图 15 实验平台 Fig. 15 Experiment platform

表 3 实物参数 Table 3 Experiment parameters

图 16是3种模式下的输出电容电压波形，可以看出，在各个模式下都能实现稳压输出。

图 16 3种PFC模式下输出电压波形 Fig. 16 Output voltage waveforms for three mode

如图 17所示，分别是本文所提多功能PFC整流器在降压、升压和升降压3种不同PFC模式下的输入电流和电压波形。从图中可以看出，输入电压与输入电流波形基本同相位。在满载情况下，3种模式的THDi分别为3.7%、4.8%和5.2%。功率因数分别为0.99、0.98和0.98，满足电网规范要求。

图 17 3种PFC模式下输入电压/电流波形 Fig. 17 Input voltage and current waveforms for three mode

对所提出的整流器与传统整流器进行了对比实验，图 18为效率数据图，由于升压以及升降压PFC模式的开关电压应力较大，所以降压模式的效

图 18 效率数据比较 Fig. 18 Comparison of efficiency

率略高于另外2种。另一方面，由于只使用一个电感，高频开关也相对较少，本文所提出的PFC整流器效率也比传统的三相升压型PFC整流器高，如图 18所示。

结果表明，该变换器的最高效率为97.9%，优于传统PFC变换器。

4 结论

本文讨论了一种新型高效的多功能Buck/ Boost/Buckboost型PFC电路三相升降压型PFC整流器。首先分析了新型PFC整流器的工作原理，包括3种PFC模式的工作状态等，并对系统的控制器进行了讨论，尽管在控制器整体设计上与普通的双环控制器类似，但控制器的前馈占空比计算有较大不同。与传统PFC整流器对比，新型升降压型PFC整流器在降低开关损耗和磁性元件损耗方面有一定优势。但必须指出的是，在畸变电网环境下，系统的可靠性还需进一步研究和测试，这将是未来的研究重点之一。

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